电磁兼容的设计方法介绍

1、电磁兼容的设计方法介绍(35)七阻抗的大小 在前次的共模和异模讨论中有提到共模Vcm电压的产生是和共模电流及接地阻抗的大小有关也就是 VCM = ICM X RG一般来说Icm的电流往往不是我们所能控制但是RG却是可以透过接地和屏蔽的方式来降低因为能适当的降低RG则相对的VCM就会降低而噪声的辐射自然就跟着减小至于要使得ICM 降低通常要处理到时脉频率(Clock)以及IC组件上的电压这样往往会明显影响到产品的功能和稳定性除非不得已一般是不考虑如此的做法。 从阻抗的观点来看首先就是要讨论到电路板上的阻抗就是一般典型的layout走线每英寸（Inch)约有20nH的电感存在也就是2.45公分长的

2、走线其线上所存在的电感将近有20nH。 线上的阻抗跟对策有很大的关系很多问题就在这个地方通常要注意的有两个问题第一个就是电感第二个就是频率。 从电感上来说当走线愈长则相对上的电感也就会愈高这就是一般在Layout时常常会提到的一个观念Clock的走线要尽量短不可走的太长不过实际的layout上也不一定是如此。 另外一个重点就是从频率的角度来看假设信号是跑1MHz时线上的阻抗为1 那幺当信号变成100MHz时则线上的阻抗便不会是1 可能变成100 而当信号变成1GHz时那这时的阻抗可能达到1000 。 这个1K 的阻抗会使得原先相对于1MHz的VCM增加了1000倍的电压强度也就是同样的电路la

3、yout但是跑不同的信号频率时整个噪声的能量是不同。 这也就是为什幺从一般的电路设计圈往往根本无法看出EMI的问题因为电路图上所考虑的都是Clock信号的处理并不是针对高频谐波的噪声所规划因此很难从产品设计的 电路图要找出EMI的问题如果信号是跑1MHz从电路图上可以逐步的确认其信号的流向以及特性但是相对于1000MHz的谐波噪声则根本完全无法从电路图中分析得来因为它的路径和方向并不是照着电路图的信号径流程来走。 另外一个最常被忽略的阻抗问题就是接触压力的问题很多金属产品在机壳接缝和密合的地方看起来虽然皆有导通事实上对高频的噪声来说可能还是没有完全导通也就是它所存在的阻抗很大。 很多人会习惯用

4、电表去量两个接触是否有导通事实上电表的导通只是针对直流电去测量这和实际上跑的100MHz或是1GHz噪声是不同的接触压力的阻抗会随着两金属面之间压力的增加而降低一般来说用销螺丝上锁来固定两金属面接触的方法这时的压力阻抗是最小。 而常常被用来做为加强接地及屏蔽效果的铜箔或铝箔在使用上也必须要注意正确的铜箔贴完后要用力的把它压平（铜箔压平时千万别直接用手去压容易割伤）因为铜箔的胶虽然是导电胶但是没有把铜箔压到很平对高频的阻抗会有很大的差别有时在噪声的抑制的效果甚至会差到10dB以上。 图十二即为一个图标的说明在两个金属面之间所存在的压力阻抗左图为两金属面并没有很强的密合压力这时虽然低频都有导通可是

5、对高频的信号来说只有部分的导通而在右图因为两金属面间能有密合的压力存在所以高低频的导通效果都很好。 阻抗低除了相对所产生的共模电压降低外对于一些高频噪声导流到大的接地面上也是有很大的帮助在许多高噪声的组件上一般的处理除了隔离的方式外都是用疏导的方法如果隔离无法达到降低噪声的效果则可以使用疏导的方式让组件上的噪声能快速的流到大的接地面上这时如果彼此连接的阻抗很高则这些组件上的噪声就不容易快速的流到接地面。八典型电路应用的说明 在讨论了许多共模异模和阻抗的问题这里我们针对一个典型的电路来做一个说明。 事实上常常处理EMI修改的工程人员都了解一件事情就是实务上的对策方法和一般书本文章介绍的方法都有很

6、大的一段距离这是因为通常在研究讨论时为了方便起见一开始就会省略了许多的参考因素但是实际上的电子产品不可能是如此的。 在此我们以图十三的一个典型的电路来说明在图中有两个反向器分别处理不同的信号反向器1是当作一个时脉的缓衡器（clock buffer）而反向器2则是在I/O电缆上驱动一个输出信号在电路板上的电源供应的铜线其每英寸约有20nH对100MHz频率而言走线的阻抗每英寸约在10到20之间。 由于这两个反向器都是使用相同的Vcc及Ground回路所以即使在输出的反向器2其本身所驱动的是一个没有震荡的信号但是反向器1所产生的共模电压还是会透过走线使得反向器2输出信号随着时脉信号而上下震荡。 此

7、共模信号的能量是和反向器2无关在这个例子中 其可能达到200 milli伏特这种电压所产生的辐射很容易超过一般EMI的限制规格。 这个例子说明了我们在对策时很容易忽略的问题许多人在发现I/O部分噪声很高就会把修改的重点放在反向器2的上面 但是事实上整个共模噪声电压主要是由反向器1所造成。如果从Vcc及Ground回路的观点来看可以很清楚的了解由于反向器2的电源的和接地都是从反向器1这边过来的所以对整个噪声信号如果由反向器2的角度看相当于一个loop的回路存在当这个回路愈大则在I/O部分所辐射的噪声能量也会更强。若没有把整个问题了解则可能会花很多的时间在反向器2上做抑制处理这时你会发现不管怎样的

8、衰减信号却都是没有效果因为噪声源并不是在这边。 在图十三中还有个重点就是外接的屏蔽电缆大部分的人都知道屏蔽电缆的接地包覆层要能够充分大面积（360度）整个屏蔽的效果才会好。 但是在这个例子中可以看到图的最右边其屏蔽层（虚线部分）是连接到产品的电路板上的接地点也就是Vg的点这种接地的方法是错误的这样反而会使得I/O屏蔽电缆上辐射的噪声更高。 这一点也是许多工程人员犯错的地方因为I/O屏蔽电缆的接地必须谨慎的选择干净大面积的接地也就是在图中最右边金属机壳的接地相当于大地这样才能发挥屏蔽的效果。 若把I/O屏蔽电缆接到电路板上的接地点由前面的讨论中已经知道在这个接地上存在着许多的共模电压噪声这时原先

9、存在的这些共模电压都会透过屏蔽电缆的接地层辐射到空中而使得噪声变的更高因此接地对电磁干扰的抑制虽然很重要不过不正确的接地反而会使得辐射变得更大。 要如何事先判断电路中哪些接地是比较好哪些是比较差通常是非常困难的而且常常也容易误判但在实务运用上一般倒是很简单也就是我们只要将接地隔离以及接触然后直接比较这两种情形下产品所辐射出来噪声的高低很快就能知道是否需要加强接地效果或者根本不能在这一点下地。 就是说如果把某个接地点连接后在实际测试时发现噪声并没有如预期中的降低反而升高那幺这个接地点就是不能下地的点而如果将某个接地点连接后实际测试时噪声明显的降低那幺这个点就是良好的接地点。 当然这些方法已经是属

10、于事后的判断有时对于产品设计上并没有多大的帮助跟了解不过透过这种正确的判断方法可以在后继的产品改版设计中正确的找到问题并且妥善的处理。 图十三我们可以把它简化成一个较简单理想的电路来看这样更能容易了解我们可以把它看成一个浮动的震荡器一条附加的线和一条地线如图十四。这个图的左边相当于把图十三简化后的情形而右边则是把它分解成为一个纯的异模成分和一个纯的共模成分。 一般来说异模的辐射和共模相比较是相对较小也就是大部分的噪声辐射往往都是从共模中所产生在图十三的右边我们可以看到共模信号是和存在的共模电压和天线的有效长度成正比而由电流回路产生的辐射也是正比于这些电流所流经过回路的面积另外共模电压由前面的讨

11、论中可以知道它又跟线上的阻抗有关系。 这些分析对实际上产品的EMC设计有什幺帮助呢我们可以归纳一下整个共模辐射到底和哪些因素有关 系呢 第一个就是共模电压而这个共模电压又和整个线上所存在的阻抗有关系第二个是电流的回路当这个电流回路所绕的面积愈大则其所产生的辐射疚会愈强最后一个就是天线的有效长度因为所有的噪声辐射能量都要透过天线的机制才能将能量传递到空中这三个重点其实就是EMC设计及对策时所最需要处理注意的地方。九电路板设计的考量 在前章节有提到噪声辐射的主要来源有三个一个是共模电压一个是电流回路另一个则是天线的长度因此我们在电路板设计和Layout时如何处理这些问题呢也就是如何把这三个观念充分

12、运用在实际的电子产品设计中便是本节所要讨论的重点了。 当然我们第一个面临的课题就是降低共模电压（VcM）共模电压是存在哪边呢基本上共模电压就是存在于接地上的噪声电压在第六节中的共模和异模讨论中已有分析VCM = ICM X RG因此我们第一个要降低ICM噪声回路电流的大小。 而这个ICM怎幺来的呢在图十三中可以看到在反向器1和反向器2中分别有I1I2的回路电流存在因此ICM和电路板使用的组件有关因此队了改变组件外并无其它较好的方法来降低这个参数。 在实际运用上有些对策工程师会考虑在重要IC组件的接地脚位上加一些电感及bead的组件希望能达到降低ICM的效果事实上这个方法是一个错误的方法因为从V

13、CM = ICM X RG的角度来看加上bead往往只会提高了RG的阻抗这反而会使得VCM 值更大噪声反而变得更差当然大某些情况下在一些IC组件的接地脚位适当的预留bead脚位然后对策时加上bead有时也能改善某些噪声的辐射。 在RG的考虑上则从图十三中可以看到不同的回路电流有着不同的阻抗存在这是因为各各回路电流所走的路径是不相同的就一般的电路板layout走线来考量如果假设噪声为100MHz的频率则每一英寸（2.45cm）的长度约有12.5 的阻抗也就是回路电流走的愈远那幺相对于共模电压也就会变大。 在前面已提到回路电流ICM往往无法降低而和使用的组件本身特性有关因此如何降低回路阻抗则是设计

14、上一个重要的方向也就是在电路板layou香如何规划重要IC组件都能有最低的回路阻抗即为EMC layout的重点。 而第二个影响因素回路电流所绕的面积也就是噪声辐射和电流回面积成正比当回路面积愈大时则相对产生的辐射时也会愈大。 很多设计工程师或EMC对策工程往往无法了解适当控制回路阻抗的重要与效果而将重点放在一些Clock信号的处理上在此笔者用一个实际电路板Layout的范例来计算说明这些差异。上两个图为同一个IC组件但是接地回路的走法是不同的差异首先来计算这两种不同layout上所产生的VCM 大小。 VCM 15=ICM X 12.5 x 9inch=112.5ICM VCM 16=ICM

15、 X 12.5 x 5inch=62.5ICM VCM 15和VCM 16分别代表图十五和图十六的共模电压由于走的路径长度不同所以产生的共模电压也是不相同接着计算由共模电压所引起的辐射大小在先前也有提到辐射大小和其所绕的面积成正比R15 = 112.5ICM x 2inch x 3inch= 625ICMR16 = 62.5ICM x 2inch x 1inch= 125ICMR15 和R16分别代表图十五和图十六的辐射量这两着的差异可以计算如下201ogR15/R16 = 625ICM /125ICM =201og5 =14dB 从上述的计算中可以知道虽然我们无法确实计算出图十五的实际噪声辐

16、射大小但是我们可以知道图十六的layout方式会比图十五小了14bB的辐射量假若图十五的辐射为40dB那幺重新layout后噪声会降低为26dB也就是说如果限制为30dB,那幺这个产品就可以由原来超过10dB变成比限制值低4dB。 由这个实例分析来看电流回路走线的长短和回路所绕的面积就是决定EMC电路板layout的原则和方向。 当然上述的范例是以单面板来考量而现在大部分的电子产品基于轻薄短小的应用几乎都是经多层板来处理在多层板上的应用基本上还是相同的思考逻辑只昌较为复杂。 影响共模辐射最后一个因素就是天线一般来说天线的辐射机制较为复杂这部分的讨论将留待合续章节再详细说明介绍。 基本上天线的考

17、量都和产品内外的连接线有关也就是在产品内部和外部的一些导线都有可能成为造成共模辐射的天线至于是吗一条一般来说是无法事先计算或是预估出来这也是EMI最困扰的地方因为噪声的辐射对产品的设计来说椒一个不要的信号这些都不是在实际中所要考量的东西计算这些东西对产品中那些连接线椒造成辐射的来源并进而做适当的对策处理。 整体而言电路板layout的设计考量就是从阻抗和回路面积来着手,这一部分在设计早期时就必须决定好,否则事后要另外处理,往往是非常困难,而天线的诊断则是属于较后期的考量,经过产品的实际测试后,利用诊断方法找到产生辐射原因的连接线,然后再加以有效降低噪声。十、基本辐射来源时脉信号(Clock)

18、在数字电路里面最强的高频电压和点六,一般是由时脉信号(Clock)所产生,由于时脉的作用主要是提供一各方波震荡信号,而使得电子产品能够适当的运作在电路上为了减小时间的不确定度,通常设计时会采用较快的上升时间(rise time )和较高的驱动能力(drive capability)来达到较佳的功能特性。 但是从EMI的噪声辐射角度来看,这些快速的上升时间和较大的驱动能力,往往是造成噪声变得较大的主因,因此若能使上升时间变慢并且降低驱动能量,那么就能有效的降低高频噪声的辐射,也就是说对于时脉信号的电流和上升时间,都必须要有所限制,这也是处理时脉信号的原则。 事实上,处理这两个地方往往和R&D设计

19、的考量是相反的,这也就是在先前的文章中一直有提到,为何处理EMI的问题并不是一开始就朝时脉信号着手,虽然时脉是基本的辐射来源但是它也是整个电子产品运用的关键因此在这边做一些噪声抑制处理很容易影响到产品本身功能的特性与品质。 时脉信号是产生一个理想的方波信号通常若是一个理想的方波则其相对在频域中的谐波会以6dB/octave的方式衰减也就是愈到高步时其辐射量会愈小如果我们把升时间tr加长那幺相对于频域中的高频谐波会以12dB/octave更快的速度衰减参考图十七的说明。在图十七可以看到有两个因素可以决定不同的频谱衰减曲线一个即为上升时间tr,当tr愈大时则在频域中的衰减崩溃点会愈小因此愈是高频的

20、噪声其衰减会愈快另外一个就是限制时脉电流的大小此点会影响到整个频谱上谐波的强度大小电流愈大时则相对在频谱上也会产生较大的噪声强度。 从上面的分析中可以给我们一个思考方向也就是在产品设计是如何选择适当的IC组件而能适当的减低噪声的辐射这似乎看起来是一个蛮困难的问题在一些重要的IC组件有时往往会有不同的厂牌和相类似的功能特性要如何选择呢当然首行的条件是在不影响到产品设计的功能跟品质时选择是升时间较大和输出电流较小的组件。 如果时脉信号都是接近理想人方波信号那幺从时域和频域相互对应来看（复利叶转换）高频人谐波噪声应该都会逐渐衰减但是在实际的产品测试上往往不是这个样子而是高频噪声往往会在某频带内升高许

21、多这就是实际的方波时脉信号中并非是完全理想的方波而会存在着一些过量电压（overshoot)和连波（ripple）的现象由于这些现象的存在就会使得频域中的高频噪声增大此点可以参考图十八。 在图十八中可以看出当方波的波形上若有较多的连波（ripple)则在频域中也会使得高频部分的辐射增大方波若是愈平顺则在频域上的高频谐波就较不容易出现。 了解这个道理后我们很容易知道如何运用示波器来分析时脉信好坏并进而降低其在频域中谐波噪声。 为了让读者能对于时脉信号的特性跟处理有更清楚的认识在此我们用一个实际的电路例子并配合示波器所量测到的波形来说明因为如果只是一堆完美的理论但是没有实务运用的价值通常只会将EM

22、I的问题变得更为复杂所以对任何相关的理论分析也都要考虑到实务运用上的角度。在图十九中是一个电子产品实际的震荡电路图我们选择了两种不同的速度的IC组件更换来比较辐射噪声的差异74HC04是属于较高速的组件而74HCU04则是属较为低速的组件从图二十的示波器量测中可以看到低速IC所产生的方波波形较为平滑而高速的IC组件所产生的方波则明显的有一些连波存在。 这两者对感动实际辐射的情形会有多少影响呢在图二十一中为只更换不同的IC组件其它电路板上所有的条件完全一样所测试出来的频谱图我们可以很明显的看出来使用低速的74?HCU04其频谱图上的一些高频噪声会比74HC04高的多。 使用74HC04测试结果

23、使用74HCU04测试结果使用74HC04测试结果 使用74HCU04测试结果在图二十一中可以看出来左右两边的噪声图其高频的影响虽然存在但是并没有很大的差距而比较图二十示波器两边的图形可以明显看出两者所产生的波形有很明显的差距这中间有什幺涵义呢 也就是说我们花了很多时间去处理时脉的信号但是其对噪声辐射的抑制往往也只有2dB到5dB的效果反观在第九节中有提到适当回路电流路径的处理就能降低了14dB的效果因此这也 就是为何在产品无法符合测试时我们不会首先处理一些时脉信号的主要原因了。 但是在产品一开始的设计过程中如果能预先把这些时脉信号处理好那幺在后续的一些噪声问题上就会明显小很多也将会使得噪声的

24、对策处理较为容易。 为了让读者能有更清楚的认识下面我们再举一个实际的例子说明。 在图二十二中是一个更完整的震荡电路里面使用了许多的电阻跟电容我们尝试将电阻R35的值改变然后由示波器中来分析时脉波形的好坏从途中可以比较出来当使用0 500 和1K 这三种的电阻值其所产生的波形都会有不同的差异电阻值愈高则时脉波形愈平滑也就是对于频域中高频噪声的衰减效果愈好。 图二十二 调整电阻值大小改变时脉波形在介绍了关于电磁辐射的几个重要的观念后我们将会针对修改对策方法与方向做一个介绍以使得读者除了认识一些基本概念外也能够实际的运用在产品的对策修改上。 很多电磁兼容的对策工程师会发现在面临电磁耐受性测试时例好静

25、电（ESD）或是涌浪突波（Surge)无法符合规格要求时只要花很少的时间就能将问题解决但是面临电磁干扰无法符合时往往花了很长的时间修改却不能获得有效的改善。这个差异在哪边呢 由于耐受性测试是由外部发射信号干扰到产品内部因此很容易找到干扰的路径而做防治的对策但是电磁干扰的辐射则是由产品内部所产生的辐 射噪声因此在处理上往往修改上会使用try&error的方法自然就会花许多时间。 事实上EMI修改的观念还是要回归到先前提到的一些基本说明也就是说虽然在对策修改时往往很困难但是还是有一定的方向和原则。 首先还是要从辐射产生的机制来说明在前一节的图十四中有说明过任何一个电路可以分解成异模和共模的电路而要

26、使得电磁波能够辐射到空间就必须具备三个条件一个是来源（Source),一个是路径（Path)另一个就是天线（Antenna),因此我们在对策时同样的要从这三个地方来思考也是对策上的主要原则。 对于噪声源有哪些呢一般常会说时脉（clock)或是切换晶体等等因此很多人在产品无法符合时拼命的在clock上做一些抑制处理如果以异模来说一些切换的信号源或clock确实是噪声源但是对于造成大部分电磁干扰的原因主要为共模辐射而共模辐射的来源是和clock没有关系的这也是为什幺在对策修改时往往在clock做了很多抑制处理噪声却丝毫没有减低。 共模辐射的噪声源是什幺呢就是在前面有提到的共模电压（VCM）它是共模

27、辐射的来源而共模辐射又是大部分产品的电磁干扰主要辐射机制因此如何有效的降低共模电压的大小往往是对策修改的关键。 在第九节的电路板设计的考量中已有提到共模电压怎幺来的也就是VCM =ICM x RG这个公式看起来很简单但是这跟一般观念有一个最大的不同就是这三个参数并不是纯量而是和频率有关也就是对 ICMRG和VCM来说都是一个频率的函数对0Hz的频率它有一个数值对100MHz的频率它又会变成另一个数值而对1GHz时则又是另一个数值因此考虑跟计算这些问题都不能忽略频率的影响。 首先来看ICM的抑制降低处理ICM是存在电路板上的每颗组件上的回路电流也就是若电路板上有三颗IC组件其回路电流分别为I1

28、I2 I3那幺整个ICM就ICM = I1+ I2+ I3而要降低ICM就要把个别的I1 I2 I3降低而降低这些电流的方法一个是加电阻使其电流变小另一个是降低IC组件的供应电压Vcc如此其回路电流也会随之下降这也就是有的人在对策时会在Vcc上放一个电阻来调整或在IC输出电流信号上加一个电阻调整。 这种对策处理有什幺问题呢为因是直接处理到产品功能运作的组件很容易使得产品功能不稳定或不动作因此要降低ICM就是两个方法一个降低输出电流大小另一个降低供应电压早期常见很多人在EMI修都会在clock这边加bead或是电阻为什幺会有效呢主要就是降低了ICM而使得VCM跟着降低。 这两个方法也是早期对策工

29、程师常使用但是效果往往很有限通常的经验值约能改善1-2dB从实际理论计算上我们也可以大略估计出来若是clock本来跑3V的电压我们将其降低至2.5V能降低多少辐射呢 用20log(2.5/3)=-1.6dB,这和实际上的经验值大约相同,如果将3V降到2V呢?那可能产品就无法动作了,所以电压是没办法降太低。影响VCM因素除了RG外,还有个就是RG, RG是什么呢?正确的说法应该是ICM流过的接地路径阻抗,就可以称做RG。 很多人往往在对策修改时有个疑问,我把接地面积加大了,加了一大堆的铜箔,为何都没有效呢?怎么和书上讲的都不相同呢?这关键就是在ICM是否有流过,如果ICM并不是走这些接地路径,那

30、做再多的处理也是没有效果,因此RG的降低,最重要的就是要找对方向,只是针对回路电流经过的路径降低阻抗,这样才能使得VCM降低。 如果降低RG呢?当然众所周知电阻的特性是和长度及面积有关,也就是电阻的大小和长度成正比,而和面积成反比,因此要降低RG,那么就要使得长度变短而面积加大。 在前面的章节有提到对典型的电路上,一英时的走线在100MHz约有12.5 的阻抗,如果接地回路走线由两英时缩短为一英时,能降低多少的VCM呢? 计算的方式是和先前相同,用20log(1/2)=-6dB,也就是能降低6dB的噪声,如果我们再把接触的面积加大一倍,那么其效果会有多少呢?同样20log(1/2)=-6dB,

31、也会有6dB的效果,所以同时缩短长度及面积,就能达到12dB的抑制效果,这也是我们常说接地的处理正确,往往都是有10dB以上的效果 在很多接地连接上强调要用360度的环状的接触目的也是让其阻抗降低而使得VCM跟着下降。 许多研究理论的学者,常常希望在产品设计好,就能计算出噪声可能辐射的大小,基本上这是不可能的,也没有迫切需要,因为噪声对设计者来说,是不要的信号(unwanted signal),这些根本不是在设计的范围,就算能够把它清楚的计算出来,也是没有意义,因为产品的运作并不是靠这些高频的噪声,而是由基本的clock来运作,但是我们必须要知道,当我们做了一些处理后,这些处理的方法,在理论上

32、最多能降低Db,这法反而是很重要的观念。 为了达到缩短长度和增加面积,在对策上最常用的就是短编织金属线和铜箔或铝箔,当然有时常将产品金属烤漆部分刮除,使其金属的两面接触效果更好,或是增加接地点的螺丝,基本上,就是可以因产品或因人而有不同的巧妙处理,但其方向和原则是固定不变的。 讨论完VCM的降低方法后接下来我们来说明一下天线的辐射天线对一个讯号的辐射来说是具有举足轻重的地位如果讯号源没有连接到天线对幺这算这个讯号能量再强也无法辐射到空中这代表什幺意思呢 如果把产品上的噪声辐射对应来看也就是每一个噪声其实都有一支相对应的辐射天线存在如果我们能降低或是消除造成该噪声辐射的天线那幺不需要处理噪声源的

33、大小一样能快速的把噪声降下来了解天线的重要后我们回过头来想想什幺会是在产品中造成噪声辐射的天线呢 产品的外部连接线内部的连接线电路板上的走线等等都有可能是成为天线的条件而更广泛的来看只要是在产品里面金属的部分。都有可能成为辐射天线的条件所以从修改的角度天线的对策是最容易也是最困难的。 最容易的原因是因为在天线的修改上只要把它的线长缩短或是加一个陶铁环（Ferrite Core)或是加bypass电容很容易就能将噪声降下来 而天线的对策上最困难的就是如何找到真正的天线辐射只要诊断正确噪声很快就能修改下来。 天线的辐射诊断要从两个地方着手一个是直接辐射的天线另一个是感应辐射的天线直接辐射在诊断上非常简单通常只要将这条线取下若噪声很快的降下来那幺我们很容易嘹解该条线就是造成辐射的天线当然产品的