《三极管放大器》PPT课件

1、2.1.1放大器的基本框图,2.1基本放大器的组成及原理,第2章 三极管基本放大器,2.1.2 放大电路的主要性能指标,一、 放大倍数,输出信号的电压和电流幅度得到了放大，所以输出功率也会有所放大。对放大电路而言有电压放大倍数、电流放大倍数和功率放大倍数,通常它们都是按正弦量定义的。放大倍数定义式中各有关量如图21所示,图21 放大倍数的定义,图2 - 2放大器的等效方框图,二、 输入电阻 Ri,输入电阻是表明放大电路从信号源吸取电流大小的参数，Ri大放大电路从信号源吸取的电流小，反之则大。Ri的定义见图33和式(3.04,图 23 输入电阻的定义,三、 输出电阻Ro,输出电阻是表明放大电路带

2、负载的能力，Ro大表明放大电路带负载的能力差，反之则强。Ro的定义见下式,四、 通频带,相应的频率fL称为下限频率，fH称为上限频率,放大电路的增益A(f) 是频率的函数。在低频段和高频段放大倍数都要下降。当A(f)下降到中频电压放大倍数A0的 1/ 时，即,2.1.3 三极管的三种组态,共集电极接法，集电极作为公共电极，用CC表示,共基极接法，基极作为公共电极，用CB表示,共发射极接法，发射极作为公共电极，用CE表示,2.2.1 电路组成,输入回路（基极回路,输出回路（集电极回路,2.2 共射极放大电路,2.2.2 简化电路及习惯画法,习惯画法,共射极基本放大电路,2.2.3 简单工作原理,

3、Vi=0,Vi=Vsint,2.2.4 放大电路的静态和动态,静态：输入信号为零（vi= 0 或 ii= 0）时，放大电路的工作状态，也称直流工作状态,动态：输入信号不为零时，放大电路的工作状态，也称交流工作状态,电路处于静态时，三极管各电极的电压、电流在特性曲线上确定为一点，称为静态工作点，常称为Q点。一般用IB、 IC、和VCE （或IBQ、ICQ、和VCEQ ）表示,工作点合适, 放大电路为什么要建立正确的静态,共射极放大电路,1. 用近似估算法求静态工作点,根据直流通路可知,采用该方法，必须已知三极管的 值,一般硅管VBE=0.7V，锗管VBE=0.2V,2.2.5 图解分析法,采用该

4、方法分析静态工作点，必须已知三极管的输入输出特性曲线,共射极放大电路,2. 用图解分析法确定静态工作点,列输入回路方程： VBE =VCCIBRb,列输出回路方程（直流负载线）： VCE=VCCICRc,在输入特性曲线上，作出直线 VBE =VCCIBRb，两线的交点即是Q点，得到IBQ,在输出特性曲线上，作出直流负载线 VCE=VCCICRc，与IBQ曲线的交点即为Q点，从而得到VCEQ 和ICQ,2.2.6 用H参数小信号模型分析,共射极放大电路,1. 利用直流通路求Q点,一般硅管VBE=0.7V，锗管VBE=0.2V， 已知,2. 画出小信号等效电路,共射极放大电路,1）画交流通路,2)

5、用H参数小信号模型代替BJT，其他元件按位置接入,H参数小信号等效电路,3）标出电压极性、电流方向,3. 求电压增益,根据,则电压增益为,可作为公式,4. 求输入电阻,5. 求输出电阻,2.3 共集电极电路,1. 电路分析,求静态工作点,由,得,共集电极电路（也称为射极输出器,电压增益,输出回路,输入回路,电压增益,画小信号等效电路,确定模型参数,已知，求rbe,增益,其中,一般,则电压增益接近于1,即,电压跟随器,输入电阻,根据定义,由电路列出方程,则输入电阻,当,时,输入电阻大,输出电阻,由电路列出方程,其中,则输出电阻,当,时,输出电阻小,发射极作为输入端，集电极作为输出端，基极是输入、

6、输出的公共端,2.4 共基极放大电路,2.5.1 功率放大器的特点 1. 输出功率足够大 为获得足够大的输出功率， 功放管的电压和电流变化范围应很大。 2. 效率要高 功率放大器的效率是指负载上得到的信号功率与电源供给的直流 功率之比。 3. 非线性失真要小 功率放大器是在大信号状态下工作，电压、 电流摆动幅度很大， 极易超出管子特性曲线的线性范围而进入非线性区， 造成输出波形 的非线性失真，因此，功率放大器比小信号的电压放大器的非线性 失真问题严重,2.5 功率放大器,2.5.2功率放大器的分类 功率放大器通常是根据功放管工作点选择的不同来进行分类的，分为甲类放大、 乙类放大和甲乙类放大等形

7、式。当静态工作点Q设在负载线线性段的中点、在整个信号周期内都有电流iC通过时，称为甲类放大状态，其波形如图 2.5.1(a)所示。 若将静态工作点 Q 设在截止点，则iC仅在半个信号周期内通过， 其输出波形被削掉一半，如图2.5.2(b)所示，称为乙类放大状态。 若将静态工作点设在线性区的下部靠近截止点处，则其iC的流通时间为多半个信号周期，输出波形被削掉少一半，如图2.5.3(c)所示，称为甲乙类放大状态,2.5.1,2.5.3 单管功率放大器 图5.2.1(a)所示为变压器耦合单管功率放大器的典型电路。 它的输入端和前级之间用一个输入变压器耦合，而输出端和负载之间用一个输出变压器耦合。变压

8、器既起隔直流、通交流的作用，又起阻抗变换的作用。利用输出变压器耦合进行阻抗变换，将接在变压器副边的负载电阻 RL变换（折算）到变压器原边，可得出其等效交流电阻RL为,图 2.5.2,式中，k=N1/N2 为变压器的变比。由此式可知，只要适当选择输出变压器的变比，就可以得到合适的RL阻值，从而在负载上获得较大的输出功率。常用的一些负载如扬声器、 电动机、电磁继电器等线圈的电阻仅为几欧至十几欧， 若将其不经变换而直接接入集电极电路，是不能得到足够功率的， 因而一般须进行阻抗变换。 例5.2.1 设图2.5.2（a）中负载RL为8的扬声器，集电极电流交流分量的有效值Ic =10 mA，输出功率Po=

9、20 mW。试求输出变压器的变比。 若扬声器直接接入集电极电路中，可得到多大功率,若扬声器直接接入集电极电路中， 得到的功率为 Po= 可见，扬声器直接接入集电极， 由于其本身阻抗太小， 其获得的功率很小。 图2.5.2（a）中， 输入变压器的作用也是耦合和阻抗变换， 而电容Cb、 Ce为交流旁路电容。 下面对电路的输出功率及效率进行分析估算。,1. 最大不失真输出功率 Pom 功放电路的最大不失真输出功率，是指在正弦信号输入下，失真不超过额定要求时，电路输出的最大信号功率，用放大电路的最大输出电压有效值和最大输出电流有效值的乘积来表示， 或用最大输出电压幅值和最大输出电流幅值乘积的一半来表示

10、静态时，考虑到输出变压器原边的电阻很小， 发射极电阻 Re也很小，均可忽略， 则晶体管的直流负载线应是一条与横轴交于 UCE=UCC点、几乎与横轴垂直的直线，如图2.5.2(b)所示。静态工作点 Q 的位置以输出功率的要求而定， 可以通过调整 Rb1、 Rb2 的分压比来改变偏流IBQ，从而定出 ICQ及UCEQ,为了获得尽可能大的输出功率，可将 Q 点提高到靠近 PCM（集电极最大允许耗散功率）线附近。 动态时，交流等效电阻为RL(RL），故交流负载线是一条通过静态工作点 Q、斜率为-1/RL 的直线，其斜率取值多少应以输出功率既最大又不失真为最佳， 此时的RL称为最佳负载电阻。为此，其静态

11、工作点的位置必须处于交流负载线的中点，即工作于甲类放大状态。 只有这样， 输出电压、电流才能在线性放大区有最大振幅，才能输出最大不失真功率。 理想情况下，略管子的饱和压降UCES、穿透电流ICEO 并使管子尽限运用时，其最大集电极发射极交流电压幅值UCEM约等于UCC，其最大集电极交流电流幅值ICM约等于ICQ，交流负载线是与横轴交于2UCC、与纵轴交于2ICQ 的斜线，如图2.5.2(b)所示,此时的输出功率最大。在这样条件下，根据交流负载线的斜率可得出交流等效电阻 RL= 在图2.5.2（b）中，最大输出电压有效值为UCEM= ，最大输出电流有效值为ICM/ ，故其最大不失真输出功率为,这

12、就是变压器耦合甲类功率放大器的最大不失真输出功率Pom的表达式，显然，Pom为图中三角形ABQ的面积,2. 效率 前已指出，功率放大器的效率是指负载得到的信号功率Po和电源供给的功率PU之比，即,式中，PU为直流电源提供的功率，为,由式可知，功率放大器工作在甲类状态时，其电源供给的功率PU与输出信号电流 iC无关，仅与电源电压UCC及静态电流ICQ有关。也就是说，无论有无信号输入输出，电源供给的功率是固定不变的。由此也可得出，这类功放电路的输出功率越大，电路的效率就越高。当电路输出最大不失真功率时，效率最高，其值为 -m= 此式说明， 甲类功率放大器的最高效率为50%。 应该说明， 这个数值只

13、是个理想效率。 在实际电路中， 由于存在变压器损耗、管子饱和压降及 Re上压降等原因，实际效率还要低些。比如，设变压器的效率为T（小型变压器的T一般为0.750.85），则放大器最大输出功率时的总效率应为,m=mT 3. 管耗PT 功放电路的管耗PT主要是功放管消耗的功率，发生在集电结上，是集电极耗散功率。 PT可由下式求出： PT= 式中, uCE、iC为总瞬时值，即,uCEQ=UCEQ-Ucemsint iC=ICQ+Icmsint,在图5.2.2 所示放大器中，UCEQ=UCC，故 PT =UCCICQ- Po 此式说明，当未加输入信号时， 输出功率Po=0，管耗最大，为 UCCICQ，

14、电源给出的功率全部损耗在管子上。而当加入信号时，输出功率Po0，管耗减小，所减小的部分正是输出的信号功率 Po。 当输出最大功率时，管耗则最小,5.2.2 推挽功率放大器 对于前述单管功率放大器，当其工作于甲类状态时，即使是最理想情况，其效率也只有50%。这个数值在以功率输出为主的功放电路中是不理想的。在甲类放大电路中，静态电流ICQ是造成管耗高、效率低的主要原因。降低静态电流， 使管子工作于乙类状态，可以减少管耗、提高效率，但这样会使输出波形被削掉一半，出现严重失真。若采用工作于乙类或甲乙类的推挽功率放大器，既可提高放大电路的效率， 同时又能减少信号的波形失真。下面就来讨论这种电路。,图5.

15、2.2是一个典型的推挽功率放大电路。两只晶体管V1和V2型号相同， 参数一致。输入变压器T1副边设有中心抽头， 以保证输入信号对称地输入，使V1 和V2 两管的基极信号大小相等、相位相反。输出变压器T2 的原边亦设有中心抽头，以分别将V1和V2的集电极电流耦合到T2的副边，向负载输出功率。 图中，两个功放管V1、V2 工作在甲乙类放大状态，静态工作点靠近截止区， 因而静态电流 IC1、IC2很小，可近似为零。当有正弦信号 ui输入时，通过输入变压器T1 的耦合，在T1的副边感应出大小相等、极性相反（对中心抽头而言）的信号，分别加在V1与V2的输入回路中,比如，在ui的正半周，设A点电位高于B点

16、电位，即uAO0、uBO0，于是V2工作、V1截止。 这样，在一个信号周期内， 两个管子轮流导通、 交替工作， 两管集电极电流iC1、iC2按相反方向交替流过输出变压器原边的上、下半个绕组， 并经副边轮流向负载输出。 由于电路对称，iC1与iC2大小相等、 流向相反， 它们在副边回路中轮流产生正、负半个周期的正弦信号，这样，在负载上就可得到一个完整的正弦波信号。其各主要电压和电流波形见图5.2.3。,这里需要说明，上述推挽功率放大器的工作状态之所以设为甲乙类而不是乙类，其目的是为了减少“交越失真”。若设置为乙类状态，由于两管的静态工作点取在晶体管输入特性曲线的截止点上，因而没有基极偏流。这时由

17、于管子输入特性曲线有一段死区，而且死区附近非线性又比较严重，因而在有信号输入、引起两管交替工作时，在交替点的前后便会出现一段两管电流均为零或非线性严重的波形；对应地，在负载上便产生了如图5.2.4(a)所示的交越失真。 将工作状态设置为甲乙类（如图5.2.2所示）便可大大减少交越失真。这时，由于两管的工作点稍高于截止点，因而均有一很小的静态工作电流ICQ。 这样，便可克服管子的死区电压， 使两管交替工作处的负载中电流能按正弦规律变化，从而克服了交越失真， 波形如图5.2.4（b）所示,由于ICQ1与ICQ2大小相等，它们在输出变压器原边中的流向相反，因而不会在铁芯中产生直流磁势， 工作时不致产

18、生饱和现象。另外，图5.2.2中，电阻Rb1、Rb2、Re的数值均比电压放大器取的小得多。Rb1一般为几千欧，Rb2约为几十欧至几百欧，Re是稳定工作点用的， 约为几欧至十几欧。 2. 输出功率、 效率及管耗估算 1） 最大不失真输出功率Pom 为了简化讨论， 可以忽略功放管的静态电流，即将功放管的工作状态按乙类电路考虑,同时，由于推挽电路两管完全对称，在作定量分析时，只要分析一个管子的情况就行了。 每个管子都是半周导通、半周截止。每管导通那半周的工作情况和单管变压器耦合电路的工作情况相同。忽略饱和压降UCES及穿透电流ICEO，则一个推挽管的工作波形如图5.2.5 所示。 由图5.2.5可求

19、出最大输出功率为,其中, RL是单管集电极回路等效负载电阻。设输出变压器原边匝数为2N1，副边匝数为N2， k= N1/N2，则,RL,2） 效率 为了计算效率，先求电源供给的功率PU,由此式可以看出，推挽功率放大器中电源给出的功率与输出信号电流的幅值 Icm 成正比,3) 管耗PV 电源提供的功率PU中，一部分转换为放大器的输出信号功率Po，另一部分则为管耗PV，消耗在管子内部变为热能，即PV=PU-Po。由于电源供给功率与输出信号功率都随信号而变，故可用求极值的方法求出可能出现的最大管耗，并应按它来选择管子的最大允许耗散功率。 由,即,每只管子的管耗PVm1、PVm2为总管耗PVm的一半，

20、则 PVm1 = PVm2 0.2 Pom。所选功放管的集电极最大允许耗散功率PCM应大于这个值，并留有一定的余量。 综上所述， 变压器耦合功率放大器可以较好地解决负载与放大器输出级的阻抗匹配问题。单管甲类功放电路效率低，适用于小功率输出，或作为大功率放大器的推动级。乙类（或甲乙类）推挽电路效率较高，可用于较大功率输出。但是，由于变压器体积大、有损耗、频率特性差、不易集成化等，使得变压器耦合功率放大器难以进一步提高质量。 因此，采用无输出变压器功率放大器已成为近年来功率放大器发展的一个方向,5.3 互补对称功率放大器,5.3.1乙类基本互补对称功率放大器 1. 电路原理 基本的互补对称功率放大

21、器电路如图5.3.1所示。图中V1、 V2是两个特性一致的NPN型和PNP型三极管。两管基极连接输入信号，发射极连接负载RL。两管均工作在乙类状态。 这个电路可以看成是由两个工作于乙类状态的射极输出器所组成。 无信号时，因V1、V2特性一致及电路对称，因而发射极电压UE=0，RL中无静态电流。又由于管子工作于乙类状态， IBQ=0，ICQ=0，故电路中无静态损耗。,有正弦信号 ui输入时，两管轮流工作。正半周时，V1因发射结正偏而导通，在负载RL上输出电流ic2，如图中实线所示，V2 因发射结反偏而截止。同理，在负半周时，V2因发射结正偏而导通，在负载RL上输出电流ic2，如图中虚线所示， V

22、1 因发射结反偏而截止。这样，在信号ui的一个周期内，电流ic1和ic2以正、反两个不同的方向交替流过负载电阻RL，在RL上合成为一个完整的略有点交越失真的正弦波信号。 由此可见，在输入电压作用下，互补对称电路利用了两个不同类型晶体管发射结偏置的极性正好相反的特点，自行完成了反相作用， 使两管交替导通和截止,此外，互补对称电路联成射极输出方式，具有输入电阻高、输出电阻低的特点， 低阻负载可以直接接在放大电路的输出端。 2. 最大输出功率、 效率及管耗估算 上述乙类互补对称电路的工作情况与变压器耦合乙类推挽电路的工作情况是相对应的，所不同的只是前者负载直接接在了发射极，而后者是经变压器变换后折算

23、到功放管的输出回路中。因此，在忽略功放管的UCES和ICEO的理想情况下，其单管工作波形仍可用图5.2.5描述，最大输出功率则可将式(5.2.9) 中的RL改为RL后使用, 即,直流电源给出的功率可按式(5.2.11)估算，即,在放大器输出最大功率时，忽略管子饱和压降，Icm=ICM=UCC/RL，电源给出最大功率，为,电路在最大输出功率时的效率为,结果与式（5.2.12）完全相同。最大管耗与最大输出功率之间也满足式(5.2.15)的关系。即,例5.3.1在图5.3.1所示乙类互补对称功放电路中，设UCC=12V， RL=8 ， 试求： (1) 当输入信号足够大， 使集电极电压能够充分运用时的

24、Pom、PUm、m、 PV； (2) 当输入信号电压有效值为4V时的Po、PU、PV,3) 若三极管饱和压降UCES=1V，不可忽略，再计算（1）问中各量。 解（1） 输入信号足够大时，忽略管子饱和压降， 输出电压幅值约等于电源电压，可输出最大功率。 由式（5.3.1）最大输出功率为,Pom,此时的效率为,双管总管耗为 PV=PUm-Pom= 11.5 - 9 = 2.5W (2） 若输入电压有效值为4V，即其幅值为Uim 考虑到射极输出器的输出电压近似等于输入电压，故UomUim = 5.7V，输出功率为,效率为,5.3.2 单电源互补对称功率放大器 图5.3.1所示互补对称功率放大器中需要

25、正、 负两个电源。 但在实际电路中，如收音机、扩音机中，为了简化，常采用单电源供电。为此，可采用图5.3.2所示单电源供电的互补对称功率放大器。 这种形式的电路无输出变压器， 而有输出耦合电容， 简称为OTL电路（英文Output Transformerless 的缩写， 意即无输出变压器）。而图5.3.1所示电路简称为OCL电路（英文Output Capacitorless 的缩写， 意即无输出电容）。 图5.3.2电路中，管子工作于乙类状态。静态时因电路对称，两管发射极e点电位为电源电压的一半UCC/2，负载中没有电流,动态时，在输入信号正半周，V1导通，V2截止，V1 以射极输出的方式向

26、负载RL提供电流iO=iC1，使负载RL上得到正半周输出电压，同时对电容C充电。在输入信号负半周，V1截止，V2导通，电容C通过V、 RL放电， V也以射极输出的方式向RL提供电流iO=iC2，在负载RL上得到负半周输出电压。电容器C在这时起到负电源的作用。为了使输出波形对称， 即iC1与iC2大小相等，必须保持C上电压恒为UCC/2不变，也就是C在放电过程中其端电压不能下降过多，因此，C的容量必须足够大,由上述分析可知，单电源互补对称电路的工作原理与正、 负双电源互补对称电路的工作原理相似，不同之处只是输出电压幅度由UCC降为UCC/2，因而前面（5.3.1）至（5.3.4）各式中，只要将U

27、CC改为UCC/2，就可用于单电源互补对称功率放大器,5.3.3 甲乙类互补对称功率放大器 与变压器耦合的乙类推挽功率放大器一样， 乙类互补对称功率放大器也存在晶体管输入特性死区电压引起的交越失真， 因而也需要给功放管加上偏置电流，即使其工作于甲乙类放大状态， 以此来克服交越失真。 图5.3.3为常见的几种甲乙类互补对称功率放大器。 （a）图为OCL电路，(b)图为OTL电路。在（a）、（b）两图中， V3为推动级，V3的集电极电路中接有两个二极管VD1和V D2 ，利用V3集电极电流在V D1 、V D2的正向压降给两个功放管V1、V2提供基极偏置，从而克服交越失真,态时，因V1、V2两管电

28、路对称，两管静态电流相等，负载上无静态电流，输出电压 Uo=0。当有交流信号输入时，V D1和V D2 的交流电阻很小， 可视为短路，从而保证了V1和V2两管基极输入信号幅度基本相等。由于二极管正向压降具有负温度系数，因而这种偏置电路具有温度稳定作用，可以自动稳定输出级功放管的静态电流。 图5.3.3(c)是另一种常见的为互补对称功率放大器设置静态工作点的电路，称为“UBE扩大电路”。由图可知，当IB4IR1=IR2时，有,所以， 两功放管基极之间电压为 可见，调节电阻R2就可调节两功放管基极间电压，从而方便地调节两功放管的静态电流。同样，由于UBE4的负温度系数， 也使电路具有稳定静态电流的

29、作用。 由于甲乙类功率放大器的静态电流一般很小， 与乙类工作状态很接近， 因而甲乙类互补对称功率放大器的最大输出功率、 效率以及管耗等量的估算均可按乙类电路有关公式进行。,5.3.4 复合管互补对称功率放大器 在上述互补对称电路中，若要求输出较大功率，则要求功放管采用中功率或大功率管。 这就产生了如下问题。一是大功率的PNP和NPN两种类型管子之间难以作到特性一致； 二是输出大功率时功放管的峰值电流很大，而功放管的不会很大， 因而要求其前置级有较大推动电流，这对于前级是电压放大器的情况是难以作到的。 为了解决上述问题，可采用复合管互补对称电路，如图5.3.4所示。 由第1章的学习可知，复合管的

30、类型及电极均由第一只晶体管决定，复合管的电流放大系数为两管电流放大系数的乘积。 因而，采用复合管作为功放管，既可降低前级推动电流，又可容易用同类型大功率管组成配对的NPN和PNP管。,图5.3.4（a）中为同类型管组成的复合管， 它可降低对前级推动电流的要求。不过，其直接向负载RL提供电流的两个末级对管V3、V4的类型仍然不同，大功率情况下两者很难选配到完全对称。图5.3.4（b）则与之不同， 其两个末级对管是同一类型的(图中均为NPN型)， 因而比较容易配对。这种电路又称为准互补对称电路。 电路中Re1、Re1的作用是使V3和V4能有一个合适的工作点。,5.3.5 集成功率放大器 近些年来，

31、随着集成技术的发展，集成功率放大器产品越来越多。由于集成功放成本不高、使用方便，因而被广泛应用在收音机、 录音机、 电视机及直流伺服系统中的功率放大部分。这里只介绍常用的5G37与LM386集成功率放大器。 1. 单片音频功率放大器5G37 5G37是一块集成音频功率放大器，其最大不失真输出功率为23 W，可作为收音机、录音机、电唱机的功率放大器，也可用于电视机的帧输出电路，应用非常广泛。其内部电路如图5.3.5所示。,图中，V1、V2互补组成PNP型复合管， 构成整个放大器的前置级（也是输入级）；V3、 V4组成NPN型复合管，构成放大器的激励级；V8、 V9、V 10 、V 11 、V 1

32、2构成准互补推挽输出级。V5、V6、V7是为消除小信号交越失真而设的二极管偏置电路。 图5.3.6为5G37的典型应用电路。2脚为信号输入端， 经耦合电容C1输入信号。7脚接正电源。电阻R1、R2的作用是决定中点电位，调节R1, 可使加到两个推挽管上的集电极与发射极之间电压相等，亦即使6脚的直流电位值等于UCC/2。 负载RL一端经耦合电容C5接6脚，另一端接正电源,C3 为消振电容， 用来防止高频自激。R3、C2支路与片内的反馈电阻共同构成交流负反馈网络，改变R3可以调节放大器的增益。 2. LM386 LM386是一种通用型集成功率放大器， 它的特点是频带宽（可达几百千赫）、功耗低（常温下

33、为660 mW）、适用的电源电压范围宽（416V）， 因而广泛用于收音机、 对讲机、 方波和正弦波发生器等。其应用接线图如图5.3.7所示。 LM386为8脚器件，1、8两脚为增益设定端，通过改变1、8间外加元件参数可改变电路的增益。如当1、8间断开时，Au=20； 当接入10F电容时，A-u=200；当接入R-1=1.2 k、C-1=10 F的串联支路时，A-u=50,C-2为防自激电容，C-4为电源退耦电容。R2、C3支路组成容性负载，抵消扬声器部分的感性负载，防止在信号突变时扬声器上呈现较高的瞬时电压而使其损坏。 在集成功放的基础上， 近年来又发展起一种BTL功率放大器（又称桥接推挽式放

34、大器）。其主要特点是，在同样的电源电压和负载电阻条件下，它可得到比OCL或OTL大几倍的输出功率，其工作原理如图5.3.8(a)所示。图(a)中，四个功放管V1V4组成桥式电路。静态时，电桥平衡，负载RL中无直流电流。 动态时，桥臂对管轮流导通。如ui正半周，上正下负， 则V1、V4导通，V2、V3截止，流过负载RL的电流如图中实线所示,在ui负半周，上负下正，则V1、V4截止，V2、V3导通， 负载RL中电流如图中虚线所示。忽略管子饱和压降，则两个半周合成，在负载上可得到振幅为UCC的输出信号电压。此外，由上述分析可以看出，与OCL电路相比（图5.3.8(b)），在相同电源电压下，BTL电路

35、中流过负载RL的电流加大了一倍，据此可分析出它的最大输出功率为,可见，BTL电路的最大输出功率是同样电源电压OCL电路的四倍,图5.3.9是用两块5G37组成的BTL形式的电路。图中，负载接在两块5G37的输出端6脚之间，通过调节R1、R2和R1、R2, 可使两块5G37的输出端6脚的直流电位均严格等于UCC/2使负载中无直流电流，因而省去了隔直电容。动态时，输入级从图中A、B两点分别给两块5G37输入等值反向的信号。设某半个周期时，上面一块5G37输出级中的NPN型复合管与下面一块5G37输出级中的PNP型复合管导通；另半个周期时，上面一块5G37输出级中的PNP型复合管与下面一块5G37输

36、出级中的NPN型复合管导通。这样在负载RL上可获得合成的输出信号。 尽管BTL电路中多用了一组功放电路，负载又是“悬浮”状态，增加了调试的难度，但由于它性能优良、失真小、电源利用率高，因而在高保真音响等领域中应用较广,5.4 功率放大器的应用,5.4.1 功率放大器实际应用电路 1.OCL功率放大器实际应用电路 图5.4.1为一准互补功率放大电路，它是高保真功率放大器的典型电路。电路由前置放大级、中间放大级和输出级组成。V1、V2、V3构成恒流源式差动放大器，为前置放大级， 除了对输入信号进行放大外，还有温度补偿和抑制零漂的作用。V4、V5构成中间放大级，其中V4为共射电路，V5是恒流源，作为

37、V4的负载，使V4的输出幅度得以提升。V7到V10为准互补 OCL电路作为输出级。Re7Re10可使电路稳定,V7到V 10为准互补 OCL电路作为输出级。Re7Re10可使电路稳定。V6及Re4、Rc5构成“UBE扩大电路”，调节Re4可改变加在V7、V8基极间的电压，以消除交越失真。 Rf、C1和Rb2构成串联负反馈，以提高电路稳定性并改善性能。 2. OTL功率放大器实际应用电路 图5.4.2是一个OTL互补对称功率放大电路，用作电视机伴音功率放大器。电路中V1是基本的工作点稳定电路，构成前置电压放大级。输入信号被放大后，经C-3耦合至由V2构成的推动级。R14的作用是形成电压串联负反馈

38、，以便改善放大性能,C2（以及C4、 C7）为相位补偿元件，用以防止高频自激。 V3与V4构成互补功率输出级， 将信号经C-6耦合到负载RL上。 为防止开机时功放管中电流有可能过大而烧坏功放管， 在它们的发射极电路中设置了R11、 R12两个限流电阻。V3、V4的静态工作点由V2的静态电流及电阻R6、R7、R8、R9决定。其中R8是热敏电阻，其阻值随温度升高而减小， 可稳定功放管的静态电流。电阻R10连在V2的基极与电容C-6的正极之间， 构成直流负反馈， 以稳定 C-6正极的电位（为UCC/2,3. 集成功率放大器实际应用电路 袖珍式放音机、收音机、便携式收录机等，为了实现整机小型化，需要低

39、电压音频功率放大电路。荷兰菲利浦公司生产的TDA7050T集成功率放大电路外形尺寸小，外接元件少， 可用来组装薄型机。其接线图如图5.4.3所示。 TDA7050T的外形为8脚扁平塑料封装。 图5.4.3（a）为立体声工作状态，外接元件只有两只47F电解电容，电压增益为26dB， 当UCC=3 V，RL=32时，Pom=36 mW。图5.4.3(b)为BTL工作状态， 无需外接元件，当UCC=3V，RL=32时，Pom=140mW， 电压增益为32 dB。,4. 扩音机电路功率放大器应用实例 图5.4.4是一个扩音机电路。本电路可划分为三个部分：输入级、输出级和音调控制电路。电路由15V直流电源供电。 电阻R22、 R23、 R24及电容C8、C9、C10为退耦电路。 1） 输入