电动汽车差速器设计【含CAD图纸+PDF图】
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- 内容简介：
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二O一一届机械电子工程专业毕业设计1二O一一届机械电子工程专业毕业设计第一章 绪 论11背景及研究的意义20世纪各国的汽车工业在推动国民经济发展，造福于人类的同时，也给全球环境带。来了灾难性的影响。统计数据表明，42的环境污染来源于燃油汽车的排放；80的城市噪声是由交通车辆造成的。此外，当今世界石油储量日趋减少，而燃油汽车则是消耗石油的大户。因而，当今石油资源匾乏导致的危机与环境保护的紧迫需求，都主导着汽车工业的发展势必寻求低噪声、零排放、综合利用能源的方向。以开发内燃机系统的替代动力系统为基本思想，利用清洁能源为本质特征的电动汽车技术已经成为当今汽车领域发展的前沿课题之一。1873年戴维逊所研制成功的电动汽车(Electric Vehicle，简称EV) 1，从上世纪90年代以来，己再度成为世界各国研究的热点。目前，一些新颖的电动汽车(EV)采用独立的驱动方式，其代表是东京电力推出的IZA电动车2，其中集成的技术是一种直接驱动方法，每个轮装有轮毂电机，不再需要传动机构和差速齿轮，可按所需动力来分配两电机的功率，因此整个系统的效率得到提高，同时，对于这种驱动单元，需要一个电子差速驱动控制系统。现有关于电动轮电子差速技术的研究很少，其中大部分集中在带有差速运行的特殊电机设计上。例如 FCarricchi等提出了采用单定子，双转子感应电机实现电动轮驱动系统的差速技术3；Kawamura等提出了一种ADTR (AntiDirectionaltwinrotary)电机4 5：Patrick等提出了采用一个逆变器为两个并联的感应电机供电的结构6等。但这些特殊的电机均存在一定的不足之处，尚不能完全解决电动轮电子差速问题。综合以上内容可知，电动汽车的发展与普及是21世纪人类社会可持续发展的必然要求，但目前电动汽车综合性能与传统汽车尚不能相比，而且价格也较后者高。提高电动汽车的性价比是增强电动汽车竞争力，加快其商业化进程从而实现电动汽车普及所必需解决的问题。而电动轮驱动技术由于取消了机械传动，加上电动机的良好控制性能，给电动汽车带来很多优点，可明显提高电动汽车相对传统汽车的竞争能力，有望成为新一代电动汽车的核心驱动技术。它将加速电动汽车的商业化进程，使电动汽车快速普及，从而达到提高汽车能源利用率，缓解全球能源紧张的局势，降低汽车排放，改善全球环境的目标。本课题以轮式后轮驱动电动汽车的工程项目为背景，立足于其动力系统性能的优化设计与控制，深入地研究了整车车辆差速控制的控制策略，开发了基于TIDSP2407A的轮式后轮驱动电动汽车驱动控制系统。如上所述，本项目面向社会与新技术的发展需求，涉及车辆、电机、控制理论、电力电子等众多学科与工程技术领域，对于进一步研究开发电动车新技术，具有现实的学术和工程意义。12 电动轮驱动技术概述电动汽车电动轮驱动技术是利用多个独立控制电动机驱动汽车的四个车轮，动力源与车轮及车轮与车轮之间没有机械传动环节。电动机与车轮之间可以是轴式联接也可以将电动机嵌入车轮成为轮式电机，车轮可带或不带有轮边的减速器。本文用的电机是嵌入车轮不带轮边减速器的电动机。电动汽车采用电动轮驱动技术后，能量源与驱动电机之间的功率传递采用软电缆传递，摆脱了传统机械传动的设计约束。这给整车带来很多优点，具体如下：由于取消了离合器、变速箱、传动轴、差速器等部件，使传动系统得到简化，整车质量大大减轻，使汽车很好的实现了轻量化目标，传动效率得到提高；减少了精密机械部件的加工费用，使整车生产成本也有望降低；电动机直接驱动车轮甚至两者集成为一体，便于实现机电一体化；电动轮与动力源之间采用软电缆连接，占用空间很少，因此使电动汽车整车布置设计非常灵活，容易实现汽车的低地板化，行李箱及乘客位置设计更灵活，整车质量分布设计自由度大，使轴荷分配更趋合理；由于动力传动的中间环节减少，与内燃机汽车相比，能够降低噪音；容易实现性能更好的、成本更低的牵引力控制系统(TCS)、防抱死制动系统(ABS)、动力学控制系统(VDC)及电子稳定功能(ESP)等；电动机转矩响应非常快(可达到02ms)且容易测得其准确值，这对TCS、ABS、VDC系统来说是非常重要的；具有无级变速特性且便于实现汽车巡航控制功能：对各车轮采用制动能量回收系统，则可大大提高汽车能量利用率：容易实现汽车底盘系统的电子化、主动化，各车轮的驱动力可根据汽车行驶状态进行时时控制，真正实现汽车的“电子主动底盘”7。13 电动轮驱动汽车电子差速技术概述当车辆行驶在转弯路面或弯道时，为了达到转向的目的，车辆转向时内外轮应当具有一定的速度差，即差速。传统汽车中是依靠行星轮的自转实现左、右车轮差速，对于采用电动轮驱动的电动车来说，各轮之间同样存在转速协调控制的问题。电子差速(Electrical Differential，简称ED)是一种以纯软件方式使各动力轮的行驶速度满足一定约束关系的差速方法，完全采用电控方式控制各车轮的转速，使其以不同速度转动，在转向的同时保证车轮不发生拖动或者滑移，而做纯滚动。该方法是实现其他复杂控制算法的基础，它直接影响到整车控制算法的实施质量瞵8-10。电子差速转向控制是双电动机驱动汽车的关键技术之一。电动轮电子差速技术已经成为电动轮整车控制系统必须解决的问题。电动轮驱动汽车轮心通过悬架与车体相连，车轮轮心的水平速度与车体该处的水平速度相等，但由于悬架的上、下运动，还会引起轮心产生垂向速度(如车轮爬坡行驶)，这两个速度分量的合成即为实际轮心速度，由此可见，在转向及汽车在不平路面上行驶时，各轮轮心速度是不相等的，为此也要求各轮转速也不相同，并与相应轮心速度相协调。对电动轮驱动的电动汽车，各车轮之间没有机械连接，运动状态相互独立，那么电动车各车轮在汽车转向或在不平路面上行驶时同样要满足车轮旋转线速度与该车轮的轮心速度相协调的关系。只有满足这一前提，才能说解决了电动轮汽车的差速问题。14国内外差速技术研究情况国内近两年开始研究电子差速技术，但效果均不理想。从所掌握的文献来看，对电动轮驱动汽车的电子差速技术研究可分为两条途径，一条是通过整车控制器调节各驱动电机的转矩和转速实现；一条是通过电机结构设计来实现。沈勇等提出了一种基于线性Ackerman转向模型和神经网络方法的复合模型，用于对四轮独立驱动电动车的各车轮转速进行控制，其模型参数可以用实际整车数据来直接整定。该控制方法利用Ackerman转向模型输出各车轮速度间的线形关系，而采用神经网络方法来弥补行驶时车轮速度的实际差异，以补偿汽车的非线性特性，从而达到了简化控制系统的目的，并在中低速行驶时使差速问题得到一定解决11。上述研究以采用Ackerman模型建立汽车各轮转速关系为基础建立电子差速控制器。我们知道，车辆纯滚动时内外侧车轮的转速比即为转弯半径之比，Ackerman模型只是进行了静态分析，没有考虑轮胎的影响，忽略了车辆转弯行驶时的离心力和向心力。采用这种控制策略，在低速时其差速性能是可以接受的。但当车速较高，转向角较大时，汽车响应与输入之间的非线性特性非常明显。此时，以理想Ackerman模型为基础的差速控制器已很难满足整车对差速性能的要求。葛英辉，李春生等分析了上述控制方法的不足，提出电动轮驱动汽车不应采用车轮转速作为控制变量，并考虑转弯时车轮垂直载荷的变化，提出以两驱动轮的附着力相等为目标的电子差速控制策略，并以此为依据分配两轮的驱动转矩，从而使得车辆发生滑转的可能性减到最小12-16。该方法在理论上是可行的，但在实际汽车行驶过程中，能否对汽车的小滑转率进行实时检测和控制是值得商榷的。陈勇研究了采用两直流电机串联或并联方式解决电动轮驱动汽车的差速技术17，该差速方法靠两电机的电压与电枢电流的大小自动调节内外轮转矩实现差速，但两电机转矩不能实时控制。且该方法中各驱动电机之间的转速与转矩相互关联，失去了电动轮驱动本身的优势。国外研究发展和现状Jusang Lee等则利用非线性Ackerman模型和神经网络方法设计了基于神经网络的电子差速器。该系统仍采用转向角与车速作为控制器的输入，输出内外轮转速18。Sinclair Gair等研究了后轮采用电动轮驱动的电动汽车，提出了一个基于滑模控制的差速控制策略，根据加速踏板信号和转向信号及整车参数确定转向时的左右车轮转速，以加速踏板信号决定车速，转向时，内轮转速等于加速踏板确定的车速，而外轮转速则根据车速信号，整车参数及内轮转速计算得出 19。Rafal Setlak研究了采用四轮独立驱动铰接重型卡车的差速技术，也是采用Ackerman模型控制各车轮转向时的转速实现的20。FCarricchi等提出了采用单定子，双转子感应电机实现电动轮驱动系统的差速技术。当汽车直行时，定子磁通分成两个相等的部分，故两个转子工作时的电磁条件相同。当汽车转弯行驶时，由于采用单逆变器供电，可认为供电频率为常数，外侧车轮转速增加，相应转子(称为转子)接近同步转速，其绕组电流下降，对定子的电抗也下降，转子2的滑差率更大，其绕组电流和电抗增加，故定子磁通流向转子l，转子2的电磁转矩下降。因其外轮负载增加，故外轮驱动转矩也增加。双转子差速驱动桥模型。Kawamura等论述了一种ADTR(Antidirectionaltwinrotary)电机，它把传统的电机的定子重新设计使其也能转动。它转动方向与转子相反。由于这种电机以同样转矩驱动两根轴，而不需要差速器，使电动汽车传动系得到简化。但用它驱动同轴车轮时须装反向齿轮。后来该研究组又提出复合多相双转子交流电机，它通过对定子绕组输入多相交流电来单独控制每个转子的转矩21。Patrick等提出了采用一个逆变器为两个并联的感应电机供电结构，通过建立双电机矢量控制的模型，证明通过控制双电机电流可控制两电机的平均转矩，而通过控制电流控制两电机差动转矩。这种控制方法在两电机从转矩平衡状态进入转矩不等时，转子电流波动很大，且两电机转子转矩与电流互相影响。从上述分析可知，目前电动轮驱动汽车的差速技术还没有得到有效解决。15本课题的主要研究工作 (1) 电机的闭环调速：电机驱动控制系统的性能直接影响和制约着电动汽车的行驶速度和稳定性。本文选择轮毂电机作为驱动电机，设计电机的驱动控制系统。通过调节两组PWM占空比值，实现对两个轮毂电机同时调速。 (2)电子差速的速度分配：本文通过测量车体的转弯半径和车轮转速的关系，计算转向角、方向盘的输入模拟量和左右轮之间的关系，实现差速控制。(3)直流无刷电机的驱动保护。16本论文各部分的主要内容本文以下内容安排如下：第一章是目前电动汽车的发展背景和各国电动汽车的发展的概述；第二章论述了无刷直流电机的驱动技术，以及轮毂式直流无刷电动机的驱动：第三章是关于电子差速的研究，对电子差速转向时各个车轮的速度和转矩进行了分析和计算，并分析了转向时电动汽车的工作情况；第四章描述了电动汽车的驱动控制部分硬件设计；第五章是电动汽车的驱动控制部分软件设计；第六章差速实现试验、测试波形的结果；最后是关于电动汽车差速控制的结论。第二章 电动车差速控制原理及驱动系统选择21 电子差速控制算法211 自然差速的可行性分析当车辆行驶在转弯路面或巷道时，为了防止不稳定的驱动，内轮和外轮将具有不同的速度。传统燃油汽车通过左右轮间的机械差速器保证了两侧车轮能够以不同速度旋转，如图21所示。汽车处于直线行驶状态，行星齿轮只是随同行星架绕差速器旋转轴线公转，两半轴齿轮同速转动，汽车直线行驶如图21(右上)。当汽车转弯时，行星齿轮既有公转，又有自转，使两半轴齿轮以不同速转动，允许两后轮以不同转速转动如图21(右下)。这种调整是自动的，这里涉及到“最小能耗原理，也就是地球上所有物体都倾向于耗能最小的状态。例如把一粒豆子放进一个碗内，豆子会自动停留在碗底而绝不会停留在碗壁，因为碗底是能量最低的位置(位能)，它自动选择静止(动能最小)而不会不断运动。同样的道理，车轮在转弯时也会自动趋向能耗最低的状态，自动地按照转弯半径调整左右轮的转速。当转弯时，由于外侧轮有滑拖的现象，内侧轮有滑转的现象，两个驱动轮此时就会产生两个方向相反的附加力，由于“最小能耗原理”，必然导致两边车轮的转速不同，从而破坏了三者的平衡关系，并通过半轴反映到半轴齿轮上，迫使行星齿轮产生自转，使外侧半轴转速加快，内侧半轴转速减慢，从而实现两边车轮转速的差异。以上可见差速器有三大功用：把发动机发出的动力传输到车轮上，充当汽车主减速齿轮，在动力传到车轮之前将传动系的转速减下来将动力传到车轮上，同时，允许两轮以不同的轮速转动。虽然差速器满足了汽车行驶运动学的要求，同时也增加了减震悬架系统的复杂度，降低了系统的效率。本研究的电动汽车采用独立的轮式驱动方式22，即每个车轮有一个直接驱动的电机。这样，与单电机驱动的电动汽车相比，本研究所要设计的样车，其两个后轮都能独立提供驱动力，可以按运行工况需求独立分配功率，因此不需要传统的机械差速器，而代之为新技术内涵的电子差速系图2.1传统机械差速器汽车的差速问题主要是指车轮旋转线速度不能与车轮的轮心速度相协调。或者说，车轮滚过的距离不等于车轮轮心沿平行于行驶路面轨迹移动的距离引起车轮拖滑或者滑转从而导致汽车不能正常行驶即车轮运动不满足以下两式23： (2.1) (2.2)式中，v为第i个车轮轮心处的速度：、分别为第i个车轮的旋转角速度和车轮滚动半径；为车轮轮心沿平行于行驶路面轨迹移动的距离。若汽车各车轮运动学状态满足上式，则汽车不存在前述差速问题。电动轮驱动的电动汽车各车轮之间没有机械连接，运动状态相互独立，那么汽车各车轮在汽车转向或在不平路面上行驶时的差速问题是电动轮驱动汽车的整车控制系统必须解决的。在考虑汽车车体与车轮相互作用力时，汽车的受力如图2.2： 图22整车动力系统模型这里重点研究轮毂电机独立驱动电动汽车的电子差速控制系统，因此，忽略悬架特性，选取其纵向、侧向和横摆三个自由度，建立整车动力学模型，其方程如下24： (2.3) (2.4) (2.5)式中，m为整车质量； 、分别为整车纵向速度和侧向速度：V为车速，且。、分别为车轮所受的纵向力和侧向力(下标夕、fr、rl、及rr分别表示左前、右前、左后、右后车轮)；、氏分别为前轮内、外车轮转向角；f为滚动阻力系数；g为重力加速度；为道路坡度角：为空气阻力系数；A为迎风面积；为空气密度；、分别为汽车质心到前、后轴的距离；CG为整车质心：、分别为前、后轴车轮轮距；为车辆绕Z轴的转动惯量；为车身侧偏角：为横摆角速度。车轮动力学方程如下25： （2.6）式中，为单个电机的转矩；为每个车轮的阻力矩，且，Ft为驱动力；r为车轮半径；Jm为折算到电机的转动惯量。这里减速比为1，因此有，其中、纨分别为电机和车轮的转速。当车辆转向行驶时，向心加速度会使整车轴载荷发生转移，进而对轮胎滑移率产生影响。向心力可用下式计算： （2.7）轮胎的垂直载荷为25： （2.8） 式中，h为质心高度。轮胎侧偏角计算如下26： （2.9） 式中，车身质心侧偏角。轮胎纵向力和侧向力可分别用以下两式计算： （2.10） （2.11）式中，i分别代表fl、fr、rl、rr；，、分别为与地面状况相关的常数。轮胎滑移率S可表示为： （2.12）212电子差速器差速原理电子差速器要实现车辆直线行驶时，驱动车轮线速度相等，通过车轮转速传感器测量速度，将信号送入中央处理器，中央处理器比较左右两轮的转速，并通知电机控制器，使左右车轮速度一致，并且保证左右两车轮滚过相同的距离；车辆转向行驶时，欲使轮胎不发生滑移，需要保证驱动车轮相对旋转中心的角速度相等，根据方向盘给定的转角、基于无刷直流电动机的电动汽：乍差速控制设计路面状况和车轮实际转速，中央处理器进行计算，将两轮所需的转速信号传送给电机控器，实现对左右两车轮的差速控制271。车辆直线行驶时，由于电机直接与车轮相连，电机转子旋转的角速度即为车轮的角速度，由于假设各个车轮的滚动半径相等，所以有下式成立： （2.13）式中，、分别为左右驱动车轮的旋转角速度；当车辆转向行驶时，方向盘转角O，存在部分车轮的转速过快或过慢，这将导致汽车转向困难，出现某些车轮与地面相对的平移滑动，从而加速了轮胎的磨损。因此，要求转向系统能保证在汽车转向时，所有车轮均绕转向中心O作纯滚动，内转向轮偏转角应大于外转向轮偏转角。图2.3为汽车转向的几何关系示意图27。设向左转向时方向盘转角为正，向右转向时方向盘转角为负，在车辆低速转向行驶时，电子差速器可依据阿克曼转角关系进行设计28。由图23，根据其几何关系，得： （2.14）式中，、分别为前轴内外车轮转向半径；、分别为后轴内外车轮转向半径。图23汽车转向示意图前轴内外车轮转向角可表示为： （2.15）式中，为方向盘转角；K为两主销中心延长线到地面交点之间的距离。汽车在良好路面上行驶(左右车轮地面附着系数相同)，当正常转向时，若车轮不产生滑动，四车轮相对于转向中心的角速度相等，设角速度为，前、后轴中心转弯半径、。其与轴距和方向盘转角的函数： （2.16）整车中心相对转向中心的旋转半径可表示为： （2.17）其旋转角速度为： （2.18）又， 可用后轴中心速度表示： （2.19）式中、分别为两个驱动车轮的线速度， 并且有， 、分别为两驱动车轮的角速度，也即轮毂电机转子的角速度。因此，当汽车转向时，以整车质心速度为参考，计算每个车轮绕转向中心的线速度，进而得出每个车轮需要的电机转速，通过向电机控制器发出电压指令实现电机转速的调节，从而调整车轮转速，合理的分配每个电机的输出转矩，实现车轮的纯滚动转向行驶。同时由两后轮转向角度相等可得出，车辆纯滚动转弯时内外侧车轮的转速比即为其转弯半径之比。综上所述，本文提出的新的电子差速控制方案，基于上述己有的技术思路，以转向轮的转动角度为控制变量，从而在力求完善电动汽车操纵性能和平稳性的前提下，EV直线前行时，转矩将平均分配在左右轮上；在转向运行时，则对左右驱动轮输入不同的速脉冲以确保驾驶更安全平稳。22驱动系统的选择221 电动汽车对电驱动系统的要求电驱动系统是电动汽车的核心，决定了整车性能的优劣。电动汽车的运行工况非常复杂， 既要能高速飞驰，又要能大负载爬坡，需要频繁启动、制动、快速超车、紧急刹车：既要能适应雪天、雨天、盛夏、严冬等恶劣天气条件，又要能承受道路的颠簸振动，还要保证司乘人员的舒适与安全，在零排放或少排放的前提下，满足汽车的各项性能、价格指标的要求。因此，电动汽车的电驱动系统有别于一般工业应用的电机传动系统，除了具有普通电气传动系统的共性，还需要满足以下几点要求29-33：(1) 高转矩一惯量比和宽调速范围。电驱动系统运行应包括恒转矩区和恒功率区，低速(恒转矩区)运行应具有大转矩，以满足快速起动、加速、爬坡等要求，在高速区(恒功率区)，应具有高转速(低转矩)、宽范围的特性，以满足汽车在平坦路面能够高速行驶、超车等要求。(2) 在整个转矩转速运行范围内的高效运行。电动汽车频繁起停，工作区域宽，经常运行在低速高转矩或高速低转矩区域，因而要求驱动系统(包括功率变换器、电机和传动系统)有尽可能宽的高效率区域，以谋求电池一次充电后的续驶距离尽可能长。(3)加减速性能好，转矩控制灵活且响应快，可适应路面变化及频繁的起动和刹车(4) 电机及电控装置结构坚固、体积小、重量轻、抗颠簸振动，有一定的过载能力，单位功率系统的设备成本尽可能低。(5)可靠性好，适用于车辆的各种恶劣工况。电驱动控制系统需要与能量管理系统、刹车系统、车身稳定性系统、转向系统、被动安全系统等协调工作，最大限度的保障运行的可靠性和安全性，保障车辆和人员安全。控制器体积小、成本低控制算法尽量简单实用，程序可靠性好、稳定性高。(6)可以实现差速转向，运行平稳，乘坐舒适，电气系统保障措施完善。上述要求对电动汽车的电驱动系统的设计和控制提出了较高的要求，由此也引起了很多相关技术的出现和发展，下一小节将就此展开讨论。222电机的选择驱动系统是EV中最为关键的动力系统。EV运行性能主要决定于驱动系统类型和性能。EV驱动系统由牵引电动机、控制系统(包括电动机驱动器、控器及各种传感器)、机械减速及传动装置、车轮等构成。控制系统通过接收加速踏板(相当于燃油车的油门)、刹车、停车、前进、倒车、空挡和转向盘的输出信号，经过信号处理，输入到电动机驱动器，以控制功率电路的功率输出量实现对电动机转速和转矩的控制，驱动车轮。电动汽车运行的显著特点是频繁的起、停、加减速。基于EV这一特点，电动机应有较高的瞬时功率和功率密度(w/kg)。而为了提高EV一次充电行驶距离，电动机又应有较高的效率，考虑到电动汽车是变速工作的，所以电动机有较高的高低速综合效率。对应于电动汽车起动和爬坡时速度较低，但要求转矩较大；正常运行时则所需力矩较小，而速度较高的运行工况，故用于电动汽车上的电动机应具有以下机械特性：在低速时为恒转矩特性，高速时则为恒功率特性，且电动机运行速度的范围应较宽。目前，电动汽车中的驱动控制系所使用的不同类型的电机可分为以下四类34：(1) 直流驱动系统 以直流电动机为驱动电机构成的驱动系统称为直流电动机驱动系统，简称直流驱动系统。该系统中的驱动器的功率电路，通常采用斩波器控制方法，它具有控制较简单、效率较高、成本低和技术成熟等优点。但直流电动机具电刷、换向器等易损件，需定期维护，同时，与交流电动机相比，其效率较低、价格高、重量及体积大等缺点，使其应用受限。(2) 交流驱动系统 以交流感应电动机为驱动电机构成的驱动系统称为交流感应电动机驱动系统，通常简称交流驱动系统。交流电动机与直流电动机相比，具有效率高、体积小、重量轻、免维护、坚实可靠、易冷却和寿命长等优点，但控制电动机逆变器较复杂：是控制用的大功率管的数量要多于直流驱动系统；另一方面要实现交流电机的良好调速性能必须采用矢量控制方法，从而在其逆变器中除需高性能的微处理器外，控制软件也较复杂。应当指出，随着电子技术的发展交流驱动系统中的逆变器技术己同趋成熟。同样，交流驱动系统和直流驱动系统相比，随着电力电子技术的不断发展两系统的成本差距只益接近。从目前来看，交流驱动系统总的成本高于直流驱动系统的成本，但是由于交流驱动系统具有效率高、重量轻，能更有效地实现再生制动等固有特性，因此在工程应用中己成为EV驱动系统的首选方案。(3) 永磁同步电机交流驱动系统 在各类电机中，永磁电机具有最高的功率密度。以永磁同步电机(含无刷直流电动机(BDCM)和三相永磁同步电动机(PMSM)为驱动电动机构成的驱动系称为永磁交流驱动系统。它与前二种驱动系统相比较，是效率最高，体积最小、重量最轻，且无需维护的驱动系统，在EV中也已得到了一定的应用。但该类驱动系统目前尚存在成本太高的缺点，而且在可靠性和使用寿命等指标上也比交流驱动系统差。同时，大功率的PMSM和BDCM的优化设计与制造，尚存在一定的技术难度。然而，从发展角度看，我国是盛产永磁材料的国家，特别是稀土永磁材料，如钕铁硼等资源非常丰富，因而随着永磁电动机设计制造技术的不断发展和进步，以及成本的不断下降，永磁同步电机驱动系统在EV中的应用前景令人瞩目。(4) 开关磁阻电动机(SRM)驱动系统开关磁阻电动机驱动系统，其电动机结构比感应电动机更为简单可靠，效率较高，特别是转子无绕组，适合于频繁正反转及冲击负载等工况条件。驱动功率电路采用的功率开关元件较少，电路较简单。功率元件与电动机绕组串联，不易发生直通短路。能实现较宽的调速范围，低速大转矩和制动能量回馈等特性，因此该驱动系统特别适合EV。当然，该驱动系统不足之处在于振动较大，噪声亦较大。基于上述分析，本课题选择永磁同步电机交流驱动系统即永磁同步电机无刷直流电动机(BDCM)和三相永磁同步电动机(PMSM)中的BDCM作为驱动主机。223永磁无刷直流电机的基本特点和选择(1)直流无刷电动机的特点无刷直流电机兼有交流异步电机简单、可靠、便于维护的优点和有刷直流电机调速性好、效率高的优点，在电气传动的各个领域得都到了广泛的应用。随着电力电子技术、微电子技术和各种新型永磁材料的发展，直流无刷电机的制造和控制技术也趋于成熟，为许多高性能伺服系统提供了一种全新的执行元件，无刷直流电机伺服系统已经成为应用研究的重点35,36。通常把无刷直流电机系统分成三个部分，即电机本体、位置传感器和电子开关线路37，整个系统可以用图24表示： 图2.4无刷直流电机系统直流无刷电动机具有以下特点： 因为无刷直流电动机的转子采用高磁能积的稀土磁钢作为转子磁钢，其转动惯量比鼠笼式转子要小，所以对于给定的转矩能够响应得更快，控制特性更好。 无刷直流电动机的效率比感应电动机高。因为在感应电机运行时，转子上产生的铜损和铁损，在无刷直流电动机中则没有。基丁无刷直流电动机的电动汽车差速控制设计 在相同容量下，无刷直流电动机的体积相对要比感应电机小，重量轻。 无刷直流电机的噪音小。 无刷直流电机调速方便、灵活、范围广。由于无刷直流电动机的优点较多，所以其应用广泛。(2)电动车用永磁无刷直流电机的选择从结构形式上看，目前电动车用电机主要采用中轴式和轮毂式。中轴式不但对机械设计和制造工艺要求较高，而且中轴式电机及减速机构占了原来已经有些紧张的空间，这些都是它们的缺点。它的优点是电机及变速机构重量较轻体积也不大；轮毂式采用轮毂电机直接驱动，没有传动结构，结构简单，增大了安装空间，对能量再生控制的实现也较为有利。但轮毂式电机的尺寸受到轮胎直径的限制。本文考虑两种方式优缺点及其发展方向，选择了轮毂式的永磁无刷直流电机作为两轮独立驱动电动车的机。就该电机的结构特点、工作原理等方面进行详细的分析。本文使用的轮毂式永磁无刷直流电机为外转子结构型式38，类似于传统的永磁直流电机固定在转子磁轭上的由钕铁硼制成的永磁体磁钢形成永磁体的磁极，其气隙磁场一般梯形波分布。其定子绕组结构类似于三相交流电动机的整距绕组，三相绕组在空间以120度的电角度均匀分布。本研究样车采用的轮毂电机额定直流电压为48V，额定输出功率为2kw，极对数为24，额定转速为600转分。在供电方式上该轮毂式电机需要实时地根据转子位置判断定子绕组的供电序，这就需要相应的控制逻辑电路和电力电子电路。224位置传感器的选择转子位置传感器在直流无刷电动机中起着测定转子磁极位置的作用，为逻辑开关电路提供正确的换相信息，即将转子磁钢磁极的位置信号转换为电信号，然后去控制定子绕组换相。位置传感器的种类很多，且各具特点。目前，在直流无刷电动机中常用的位置传感器有以下几种类型。(1)电磁式位置传感器电磁式位置传感器是利用电磁效应来实现其位置测量作用的39，主要有开121变压器、铁磁谐振电路、接近开关等多种类型，在直流无刷电动机中，用的最多的是开口变压器。电磁式位置传感器具有输出信号大、工作可靠、寿命长、使用环境要求不高、结构简单和紧凑等优点。但是这种传感器的信噪比比较低，体积较大，同时输出信号为交流，一般需要整流、滤波以后才能使用。其原理如图25图25开口变压器原理图(2)光电式位置传感器这种传感器是利用光电效应制成的，由跟随电动机转子一起旋转的遮光板和固定不动的光源及光电管等部件组成40。光电式位置传感器的性能比较稳定，但存在光源灯泡寿命短、使用要求较高等缺陷，若采用新型光电元件，可克服这些不足之处。其原理如下图26所示：图26光电式位置传感器工作原理图(3)磁敏式位置传感器磁敏式位置传感器是指它的某些电参数按照一定规律随周围磁场变化的半导体敏感元件，其基本原理为霍尔效应和磁阻效应41。目前，常见的磁敏传感器有霍尔元件或霍尔集成电路、磁敏电阻器及磁敏二极管等多种。磁敏元件的主要工作原理是电流的磁效应，它主要包括霍尔效应，现介绍如下。任何带电质点在磁场中沿着与磁力线垂直的方向运动时，都要受到磁场作用力，称为洛伦兹力。洛伦兹力的大小与质点的电荷量、磁感应强度及质点的速度成正比。例如，在图27所示的长方形半导体薄片上加上电场E后，在没有外加磁场时，电子沿外电场E的反方向运动(图27(1)，当加以与外电场垂直的磁场B时，运动着电子受到洛伦兹力作用向左边偏转了一个角度图(27(2)，因此，在半导体横向方向边缘上产生了电荷，由于该电荷积累产生了新的电场，称为霍尔电场。该电场又影响了元件内部的电场方向，随着半导体横向方向边缘上的电荷积累不断增加，霍尔电场力也不断增大，它逐渐抵消了洛伦兹力，使电子不再发生偏转，从而使电流方向又回到平行于半导体侧面方向(图27(3)，达到新的稳定状态这个霍尔电场的积累，就在元件两侧间显示出电压，称为霍尔电压，这个就是所谓的霍尔效应。霍尔传感器原理图研究结果表明，在半导体薄片上产生的霍尔电动势E(图27(4)可用下式表示： (2.20) (2.21)式中 霍尔系数（） 控制电流(A)B磁感应强度(T)d薄片厚度(m)p材料电阻率()u材料迁移率()若在式中常用系数表示，那么有 (2.22) KH霍尔元件的灵敏度(mV(mA.T)，KH=RHd。当磁感应强度B和霍尔元件的平面法线成一角度时，那么实际上作用于霍尔元件的有效磁场是其法线方向的分量，此时，霍尔电动势为 (2.23)上述霍尔元件产生的电动势很低，在应用时往往要外接放大器，很不方便随着半导体集成技术的发展，将霍尔元件与半导体集成电路一起制作在同一块N型硅外延片上，这就构成了霍尔集成电路。这种集成电路包括线性型和开关型两种，一般而言，无刷直流电机的位置传感器宜选用开关型。图27霍尔效应原理 除了上述三大类位置传感器外，还有正余弦旋转变压器和编码器等多种位置传感器。但是，这些元件成本较高，体积较大，而且所配电路复杂，因而在一般的直流无刷电动机中很少采用。从以上分析可知，灵敏度高、集成度高、占空间小、适合数字电路应用的霍尔传感器是本课题直流无刷电机系统使用的最佳选择。225 三相绕组直流无刷电动机主电路选择(1)三相Y联结全控电路目前，对于普及的三相直流无刷电机，大多采用三相桥式逆变电路驱动42,其结构图28示出了一种三相全控电路43，电动机的电路为三相绕组Y联结。节、为六只MOSFET功率管，起绕组的开头作用。、为P沟道朋MOSFET，其栅极为低电平时导通，、为N沟道MOSFET，其栅极为高电平时导通。它们的通电方式又可分为两两导通和三三导通方式两种。图2.8 Y联结绕组三相全控桥式电路1.两两通电方式 所谓两两导通方式是指每一个瞬间有两个功率管导通，每隔1/6周期(60电角度)换相一次，每次换相一个功率管，每个功率管导通120电角度。各功率管的导通的顺序是、.当功率管和导通时，电流从管流入A相绕组，再从C相绕组流出，经回到电源。如果认定注入绕组的电流所产生的转矩为正，那么从绕组流出所产生的转矩则为负，它们合成的转矩如图2.9(1)所示，其大小为行和-的角平分线上。当电动机转过60度后，由通电换成通电。这时，电流从注入B相绕组再从C相绕组流出，经回到电源，此时合成的转矩如图2.9(2)所示，其大小同样为。但合成转矩的方向转过了60电角度。而后每次换相一个功率管，合成转矩矢量方向就随着转过60电角度，但大小始终保持不变。图2-.9(3)示出了全部合成转矩的方向。图2.9 Y联结绕组两两通电时的合成转矩矢量图a),导通时合成的转矩 b),导通时合成的转矩c)两两通电时合成转矩矢量图所以，同样一台直流无刷电动机，每相绕组通过与三相半控电路同样的电流时，采用三相Y联结全控电路，在两两换相的情况下，其合成转矩增加了倍。每隔60电角度换相一次，每个功率管通电120度，每个绕组通电240度，其中正向通电和反向通电各120度。转矩波动仅从0.87到。其换相的控制电路可由一片3-8型译码器和74LS09、74LS38两片门电路组成，如图2.10所示。图2.10 全控桥两两通电电路原理图2.三三通电方式 所谓三三通电方式，是指每一个瞬间均有三只功率管同时通电，每隔60电角度换相一次，每个功率管通电180度，它们的导通次序是、.当导通时，电流从流入A相绕组，经B相和C相绕组(这时B, C两相绕组为并联)分别从和流出。这时流过B相和C相绕组的电流分别为流过A相绕组的一半，其合成转矩如图2.11(1)所示，方向同A相，而大小为 ,.经过60电角度后，换相到通电，即先关断而后导通 (注意，一定要先关而后通,否则就会出现和同时导通，则电源被这两个功率管短路，这是绝对不允许的)。这时电流分别从和注入，经A相和B相绕组再流入C相绕组，经流出，合成转矩如图2.11(2)所示。其方向与相同，转过了60度，大小仍然是 ,.再经过60电角度后，换相到通电，而后依次类推。它们的合成转矩矢量如图2.11(3)所示。图2-7 三三通电时的合成转矩矢量图1) 导通时合成转矩 2) 导通时合成转矩3)三三通电时的合成转矩其换相的逻辑控制电路如图所示。在这种通电方式里，每瞬瞬间均有三个功率管通电。每隔60度换相一次，每次有一个功率管换相，每个功率管通电180度。 图212 Y联结三三通电方式的控制原理图从某一相上看，它们的电压波形如图213所示：图2.13 Y联结三三通电方式一相电压波形(2)三相联结全控电路三相联结电路如图214所示，也可分为两两通电和三三通电两种控制方式图214三相联结控制原理图1.两两通电方式 它们的通电顺序是、，当通电时，电流从流入，分别通过A相和B, C两相绕组，再从管流出。这时绕组的联结是B, C两相绕组串联后再同A相绕组并联，如假定流过A相绕组的电流为I，则流过B, C相绕组的电流分别为I/2.这里的合成转矩TO如图2.15所示，其方向同A相转矩，大小为A相转矩的1.5倍。不难看出，其结果与Y联结的三三通电相似。图215三相联结时两两通电合成转矩适量图2.三三通电方式 这时的通电顺序为、.当导通时，电流从流入，经A相和B相绕组，再分别从和流出。C相绕组则没有电流通过，这时相当于A, B两相绕组并联。如果假定电流的方向从A到B, B到C, C到A所产生的转矩为正，则从B到A,C到B, A到C所产生的转矩为负。由图可知，流向A相绕组所产生转矩为正，而流入B相绕组所产生的转矩为负。其合成转矩矢量如图2.16所示。其大小为A相转矩的倍。不难看出，其结果与Y联结两两通电的相似.所不同的是当绕组Y联结两两通电，为两绕组串联，而当联结三三通电时，则为两绕组并联。图2.16三相联结时三三通电合成转矩矢量图由于Y联结相比联结具有较大的转动力矩，控制电路也选择和Y联相关的控制电路。226直流无刷电动机的控制原理永磁无刷直流电动机是一种典型的机电一体化产品。它不仅包括电机本体部分，而且还涉及位置传感器、电力电子变流器以及驱动电路等。图217给出了典型的三相桥式结构永磁无刷直流电动机系统的组成。本控制系统采用PWM方式实现对无刷直流电动机的控制。其工作原理是：系统采用三相星形连接全控电路，采用两两导通方式。每一瞬间有2个功率管导通，每l6隔周期(60。电角度)换向一次，每次换向一个功率管，每一功率管导通120。电角度。图217无刷直流电动机系统原理图控制回路以DSP芯片TMS320LF2407A为核心，采用双闭环控制，以电流为内环，速度为外环，如图218，在实际的过程控制与运动控制系统中，应用最简单、最通用的控制器是比例积分微分控制，简称PID控制。它控制结构简单，参数易于整定，鲁棒性好、可靠性高，在长期工程实践中己积累了丰富的经验，是控制系统中技术成熟，应用最为广泛的一种控制方法。在实际的过程控制与运动控制系统中，PID占有相当的地位。DSP通过AD转换接口，接收到IO口的速度设定值，同时DSP也接收到确定转子位置的霍尔信号，通过读霍尔信号值，确定所需逆变器通电相序，通过计数霍尔信号在周期内的变化次数，确定电机的实际转速。设定转速和实际转速在转速调节器里进行PI调节，输出稳定的转速值，作为电流调节器的设定值，电流从母线反馈到AD转换接口，DSP将电流反馈值与电流设定值进行PI调节，输出稳定的PWM控制信号U木，该信号控制PWM的占空比。PWM信号控制驱动电路开关管的通断，从而控制电源电压输出值。进而控制电机的电流值，保证电机的转速。图218无刷直流电机双闭环调速原理图对电机的PWM(Pulse Widm Modulation)脉宽调制简写为PWM控制有2种：半桥斩波和全桥斩波。其中只对上或下桥臂进行PWM斩波控制的状态，为半桥斩波。本项目用的是半桥斩波一上桥斩波。如果在下桥臂进行PWM斩波的同时对相应导通的上桥臂也进行同样的PWM斩波，则构成全桥斩波的调压调速控制。无论功率器件是全控的，是半控(六个功率器件中，只对其中的三个进行斩波控制，例如只对下桥臂进行斩波)的，由于上下桥臂各有功率器件导通，电流是从电源J下极经过上桥臂，通过电机绕组和下桥臂功率器件流回电源的负极。当斩波处于“断开”状态时全桥和半桥斩波则有不同的电流续流情况。对于全桥斩波，当处于斩波“断开状态时，各个功率器件均不开通。由于绕组电感的续流作用，电机电流将通过续流二极管形成回路。其方向是从电源负极出发，经下桥臂续流二极管、绕组和上桥臂续流二极管流回到电正极，电感储能部分返回到电源。对于半桥斩波(以下半桥斩波为例)，由于“断开”状态只是半桥的功率件被关断，下半桥仍然导通，故续流电流将通过一个下桥臂功率器件和一个桥臂续流二极管形成续流回路。此时，电感储能并非反馈到电源，而是全部通过绕组转化为热能和机械能输出。位置信号60度位置信号驱动输出下桥臂驱动，120度位置信号输出上桥臂功率开关导通状态如图219，驱动电机电流。图219无刷商流电机控制逻辑关系图23本章小结本章阐述了电子差速的原理，轮式驱动电动车采用电子差速技术，使其转向性能和系统的效率都更为优异，是电动车工程领域中富有特色的一类关键技术。本文通过对差速现象的深入分析和对现有的电子差速模型的系统化研究，提出了轮式驱动电动车的电子差速技术宜采用车轮速度作为控制变量的技术思路，构建了低速行驶时的电子差速算法。这一算法的主导思想是考虑转弯时车轮转向角度的变化以此为依据分配两轮的驱动转矩，使车辆发生滑转的可能性趋于极小值。为达到差速控制的要求，必须对驱动系统进行选择，因此本章进一步分析了驱动系统直流无刷电动机的内部联结，位置传感器和驱动控制主式。得出了采用直流无刷Y联结电动机，霍尔位置传感器，上桥斩波调制控制。第三章 电动汽车差速控制系统的硬件设计电动车系统一般由车体、电机驱动、电池和控制管理四个子系统组成。控制管理子系统是整个系统运行的智能核心，其作用是根据各种传感信息，合理控制其余各子系统的工作，以获得EV良好的动、静态运行特性和能量利用率。电机驱动子系统则是电动车行驶的执行机构，在很大程度上决定了整车的运行性能和效率44。本文的硬件电路设计以TMS320LF2407A DSP为核心控制器，由主电路和控制电路两部分组成；该系统主电路部分包括：三相桥式MOSFET逆变电路，霍尔位置检测电路、驱动和功率保护电路，开关电源模块四部分。主电路部分通过开关电源模块为控制电路提供电源，同时将由PI控制算法产生的PWM信号经过驱动电路传送到逆变电路的MOSFET触发端。控制电路包括DSP控制器，速度、电压与电流等采样模块及相应电路。DSP控制器进行系统状态实时控制与检测，并产生12路PWM控制信号分别送给左、右电机的驱动电路。系统硬件结构如图31所示。当电动汽车上电运行以后，DSP通过检测电路实时获取驱动电机的转速、电压和电流等信号，同时由PI控制算法产生PWM信号传送到逆变电路的MOSFET触发端，在功率开关管的控制下将蓄电池的直流电转换成三相交流电驱动电机。当DSP通过AD转换接收到加速踏板送过来的设定转速信号及反馈的霍尔的速度信号时，控制算法即做出调整，控制电机实现快速响应，并在最短的时间内达到运行稳定45。系统保护电路主要包括过(欠)压、过流、短路、温度等保护电路。图31电动汽车驱动控制系统硬件框图31控制器DSP TMS320LF2407A概述美国德州仪器公司的电机微控制器TMS320F2407是DSP(简称DSP2407)控制器24X系列的新成员，即电机数字化控制的升级产品，它采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降到3.3V，减小了控制器的功耗，处理性能更好(30MIPS)，几种先进外设被集成到该芯片内，尤其是它具有两个事件管理器模块，所以能够同时控制两台电机。该基于无刷直流电动机的电动汽车差速控制设计设计将其应用到双轮独立驱动电动车电子差速控制系统的设计，整个系统得到了极大的简化45。3，11 DSP的特点和资源DSP芯片及数字信号处理器，是一种具有特殊结构的微处理器。DSP芯片的内部采用程序和数据分开的哈佛结构，具有专门的硬件乘法器，广泛采用流水线操作，提供特殊的DSP指令，可以用来快速地实现各种数字信号处理算法。根据数字信号处理的要求，DSP具有如下的主要特点46,47：(1)在一个指令周期内可以完成一次乘法和一次加法：(2)程序和数据空间分开，可以同时访问指令和数据；(3)片内具有快速RAM，通常可以通过独立的数据总线进行访问；(4) 具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持；(5)快速的中断处理和硬件IO支持；(6)具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器；(7)可以并行执行多个操作：(8)支持流水线操作，使取指、译码和执行等操作可以重叠执行。TMS320LF2407A是基于TMS320C2XX型16位定点数字信号处理器的新型DSP控制器。它是TI公司1997年针对新一代交流电机数字控制而推出的，除了具有以上DSP芯片的一般特点外，还有以下的特点48：(1)采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3 V，减小了控制器的功耗。40MIPS(40百万条指令秒)的执行速度，从而提高了控制器的实时控制能力；(2)基于TMS320C2xx的内核，保证了与TMS320LF240x系列DSP的代码兼容性：(3)片内有高达32K字牛16位的flash程序存储器，高达1.5K字*16位的数据程序RAM，544个字的双端口RAM(DARAM)，2K的单口RAM(SARAM)；(4)两个事件管理器模块EVA和EVB，每个均包括如下资源：两个16位通用定时器，8个16位脉宽调制(PWM)通道，3个捕捉单元，1个QEP接口；(5) 可扩展的外部存储器总共有192K字*16位的空间，分为64K字程序存储空间、64K字的数据存储空间和64K字的IO空间；(6)看门狗(WDl定时器模块；(7)16通道10位AD转换器，具有可编程自动排序功能，4个启动AD转换的触发源，最小转换时间为375ns： (8)CAN2.0B模块，即控制器局域网模块；(9) 串行通讯接口(SCI)和 16位串行外部设备接口(SPI)； (10)7个专用于串行扫描仿真口(JTAG口)的引脚，允许对器件进行非侵入式的仿真，即无需使用连接至器件的全部引脚的插入式电缆。312 控制系统中使用的DSP资源(1) 中断系统TMS320LF2407A DSP的中断分为可屏蔽中断和不可屏蔽中断两大类，其中可屏蔽中断结构比较复杂，它采用CPU中断和外设中断两级中断结构，通过一个外设中断扩展器(PIE)对外设中断进行集中管理。其中有6个CPU中断INTn，它们作为顶层中断。还有38个外设中断源，它们作为底层中断。这种结构的特点为：几个外设中断共用一个CPU中断INTn作为中断入口。当这几个外设中的某几个中断源同时发生中断申请时，它们中优先级最高的获得CPU中断的响应，硬件自动地转到这个CPU中断入口地址(中断向量地址)，同时将这个外设中断的中断向量偏移地址装入外设中断向量寄存器PIVR。在CPU中断服务子程序(GISR)中，通过软件从PIVR中取出外设中断向量偏移地址，并通过软件转向外设中断服务子程序(SISR)。(2) 事件管理器(EVAB)模块事件管理器(EV)是为电机控制而设计的专用模块。每个240x器件都包括两个事件管理器EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时器、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路48。LF2407A上有4个通用定时器，每个通用定时器可通过定时器控制寄存器配置，有下溢、上溢、周期、比较四种中断资源。同时通用定时器GP为其它子模块提供时基，T1和T3适用于所有比较和PWM电路，T2和T4适用于捕获单元和正交脉冲计数操作。全比较单元利用可编程的死区控制电路编程产生6路PWM输出，死区时间可被编程为0-2048个CPU时钟周期，脉冲宽度的变化量最小为一个CPU时钟周期。LF2407A的4个简单比较器可用于产生四个附加的独立比较或高精度PWM波形。捕获单元提供对不同事件或跳变的捕获功能，可编程实现捕获上升沿跳变和下降沿跳变。当捕获到输入引脚跳变时，T2或T3被捕获并存储在两级FIFO堆栈中。两个捕获输入端CAP 12或者CAP 45也可用于正交编码脉冲的QEP电路接口。正交编码脉冲电路的时基可由通用定时器提供，并以正交编码脉冲电路作为时钟源。(3) 舳转换器模块TMS320LF2407A DSP的ADC模块有16个模拟量输入通道，可进行10位分辨率的模数转换，最快的转换时间可达375ns。每个模拟量输入通道都有一个转化结果寄存器(RESULTx)。10位转换结果以左对齐形式存入该16位寄存器中(即低6位总是0)。ADC模块有编组自动转换功能，用户可以将需要转换的模拟量输入通道按一定顺序编组，最多可编16个通道，使用时DSP按该顺序自动转换。模数转换可由多个触发源启动，基准电压(+33V)由外部提供。32电动车用电机驱动控制硬件设计321控制电路设计本控制系统的控制电路是以TMS320LF2407A为核心芯片，结合了外围接口电路和辅助硬件设备的全数字化无刷直流电动机调速控制系统。控制电路包括电平转换电路、DSP的最小系统及其外围电路、JTAG接口电路等。所谓最小系统是指在尽可能少的外围电路条件下，形成一个使DSP能够正常运行的最简单系统。最小系统由DSP、EEPROM、复位电路、晶振器等组成。仿真接口JTAG电路实现了在线仿真，并且能够在调试过程中装载数据和代码。控制电路的核心芯片TMS320LF2407是电机控制专用芯片，具有强大的功能，内部集成了PWM信号发生电路，可产生12路具有可编程死区和可变输出极性的PWM信号，具有16个AD转换通道，可快速实现模拟量的采集和转换。(1) 电平转换电路设计TMS320LF2407A等新一代DSP芯片的工作电压是33V，减少了芯片损耗，但常用的直流电源15V，在设计DSP系统时，除了设计DSP芯片与其他外围芯片的接口，还要进行电压的转化；一种方法是直接采用可调直流电源获得33V电压，但这样很难保证电源电压的稳定性，影响DSP的正常运行；另一种方法是采用专门的电源芯片，将15V电压降为5V如78M05。将15V电压降为33V如LM317等为常用的电平转换芯片。其次考虑输出电流，也就是输出功率的大小问题，由于设计的电路需要的功率较大，考虑到各个器件的最坏的情况(同时消耗各自的最大电流)，选用了LM317作为电压转化芯片(如图32)，它的最大输出电流为15A，能够满足系统正常工作的需要。图3.2 15V到33V的电平转换(2) 外部存储扩展本设计中进行外部程序存储空间扩展，选用CYPRESS公司生产的CY7C1021V33芯片，本控制板中采用了如图33所示的设计。CE为CYTCl021V33芯片的选通信号，为低电平有效。DSP上的PS信号直接连接到CE引脚。当PS为低电平时，外部存储器被选通，作为外部程序存储器被使用。图33外部存储电路322主电路设计(1)驱动和各保护电路设计驱动电路本系统的驱动电路采用两级驱动，第级为IR2103S驱动模块，第二级为三极管反相电路，图34为驱动电路。该IR2103S依据高低边沿参考输出通道，高电压，高速驱动MOSFET和IGBT的芯片，专有的HVIC和锁存CMOS加强了耐用性和统一的结构。兼容标准CMOS或LSTTL输出的逻辑输入可下降至33V。输出驱动器具有高脉冲电流缓冲级设计的最低交叉传导。浮动通道可用来驱动N沟道功率MOSFET或IGBT在高压侧的配置可高达600伏特。图34驱动电路功率保护电路过电流保护电路是为了防止电机过载、启动或异常运行时由于电流过大而对控制电路、逆变装置和电机本体造成损害而设计的。方法是在主电路上串联两个采样电阻R239，R240，将电流信号转为电压信号输入到比较器LM393的正相端，比较器的反相端是33V电压经R133和R134的分压值，当过流时，比较器LM393输出高电平，此电电信号经触发器7474的1SD口，从1Q口输出高电位，1Q口直接接DSP的PNPINTB口，2Q 121直接接DSP的PNPINTA，DSP据此封锁功率管的驱动信号，保证系统不受损害。同时，为了确保主电路开关器件不被大电流损坏，MOSFET器件采用并联连接如图35。减少了通过单个器件的电流。在电流没有超过限定值时，ADC04口可读取电流值，以供检测电流用。图35功率保护电路过、欠压保护电路由于系统采用蓄电池供电，它的能量是有限的，当蓄电池电压低于一定值时整个系统工作就会不正常，放电终止电压(简称放终)一种电池放电的底线电压值，放电到最后，规定放电终止时电池的负载电压，其值为n*10.5v(铅酸蓄电池单节电池的串联只数用“n”表示)。带负荷时的电压不能低于此值(有时人们往往用开路电压对比是不对的，应当是带负荷的工作电压)本项目用4节12V铅酸蓄电池，所以放电终止电压应为42V。当电压低于终止电压而断电后，再次接通电源，由于虚电存在，显示的电压比放电终止电压高，此时加负载，电源电压会在较短的时间内大大低于放电终止电压，蓄电池电压过低会对蓄电池造成损害，减少其使用寿命。为了防止电池放电异常，也要对电池放电终止电压在一次断电后提高电压保护值。同时，快速放电也对电池有损害。所以要保证系统正常工作和蓄电池免受损害就要在系统中设计欠、过压保护电路。其电路原理图如图46所示，方法是通过电阻对直流电源进行分压取样，将此采样值输入DSP的AD转换口ADCIN00。电路中C201、C202的作用是对采样信号进行滤波，起到抗干扰作用。DSP通过软件不断查询ADCIN00值而决定电源的开启和关闭。图36电压保护电路转向角度传感器电路设计转向角度传感器安装在汽车方向盘底轴上，以滑动变阻器上的电压来模拟角度，其中的电容C是起滤波作用。电路如图37：图37角度感受器电路图踏板加速器接口电路踏板加速器采用霍尔器件制成，其与控制电路的接口电路如图38：图39正反转接口电路图(2) 逆变电路的设计逆变电路是由六个MOSFET组成的三相桥，原理图如图310所示。所用的MOSFET的型号是IRFB4310，该器件为N沟道型金属氧化物半导体场效应管，栅一源极之间加正电压MOSFET导通，其最大的漏一源极电压80V，最大的漏极电流75A，在系统中设计其工作状态为开关状态，关断时漏源极之间相当于开路，导通时漏源极之间电阻几乎为零，为了减小单个MOSFET通过的电流，以保护器件不被烧坏，设计时往往采用MOSFET并联的方式如图34。由DSP发出的控制信号控制MOSFET的通断，在软件中设计好通断的逻辑组合，转子顺时针转动时MOSFET的导通关断和逆时针转动时MOSFET的导通关断按照图219所示的顺序进行切换，这样在一个电周期中定子绕组的电流按一定的顺序变图310逆变电路原理图化，定子电流形成的磁场在空间每60电角度发生一次跳变，与转子的磁势相互作用，转子得以旋转。33本章小结本章叙述了采用电压控制策略对电动车用驱动控制系统开发的硬件设计及电路，对控制器DSP的资源和功能进行了介绍，简要叙述了DSP的最小系统电路，主要对系统的加速、保护、转向、正反转及主电路进行介绍。第四章 电动汽车差速控制系统的软件设计41 基于DSP的开发系统411开发环境介绍与流程本系统采用TI公司的CCS2集成开发环境。该软件不仅具有丰富的菜单和工具栏选项，还有多种工作窗口，可完成下载可执行代码，检查寄存器和程序数据存储器内容，执行可执行文件，设置断点和单步操作等功制5UJ。开发一个DSP的汇编语言应用程序，需要以下三种基本的文件：源文件(汇编语言或C语言)、头文件和命令文件。源文件包含复位和中断向量程序、应用程序，其中的复位和中断向量程序可以单独编写一个文件；头文件定义DSP内部寄存器的地址映射；命令文件主要定义堆栈、程序空间和数据空间分配等。有了这3种基本文件后就可以在调试环境里将汇编语言源程序编译创建为可执行的目标文件。该转速控制算法根据TMS320LF2407A内部硬件设置和程序规范，采取以下开发流程：用归档器将汇编文件(asm)编译为目标文件(obj),用连接器和程序内存分配文件(cmd)将目标文件编译为输出文件(out)并可生成映像文件(map)。将输出文件(out)通过仿真器下载到外扩的程序存储器中，对控制系统硬件进行仿真与调试，或将输出文件写入Flash中Vcc=5V)，对控制系统硬件进行离线式调试和改进。开发流程如图41所示。图41 DSP软件开发流程412开发语言及数据处理电机控制系统软件的设计一般应该满足实时性、可靠性和易修改性的要求。C语言程序编码量小，简单易懂，开发周期短，但是编码重复率高，总体执行速度较慢；汇编语言执行效率高，但是编码量大。系统对反应时间的要求在几毫秒内，对DSP而言已完全能做到为了缩短开发周期，提高通用性，本系统的软件采用C语言设计。TMS320LF2407A属于16位的定点DSP，采用定点数进行运算，芯片中的16位数以2进制的补码形式表示，每个16位数用一个符号位(最高位)来表示数的正负，0表示正，1表示负，其余的15位表示数值的大小。TMS320LF2407A不能直接处理浮点数，浮点数的处理必须通过数据的定标来实现，这样既要满足数据的大小要求，不至于产生溢出现象，又要满足一定的精度要求。本文中的数据定标采用Q表示法。Q表示法的格式为Qk，即将一个数放大了2。倍，然后舍去了剩余小数，形成一个全是整数的替代数。这样这个数才可以进行能够保证一定精度的定点运算。Qk的含义是将数据的小数点定在第k位之后。例如：(1)Qo格式的数据：将小数点放在第0位后；表示数据范围-32768+32767，精度为=1。(2)Qk格式的数据：将小数点放在第k位后；表示数据范围：-，精度为。定标的原则为：先估计一个数的变化范围，然后再去设计这个数的精度表示。如果精度不够，可以用扩大数的位数的方法来弥补，最终给出一个满意的Q格式数据。Q格式数据间的运算遵循如下原则：(1)加减运算：加减运算时，必须保证参与运算的数据是相同的Q格式。(2)乘运算：不同Q格式的数可以进行乘运算，例如QA格式的数乘QB格式的数，运算结果的数为格式。(3)除运算：同样可以使用不同Q格式的数进行除运算，例如QA格式的数除QB格式的数，运算结果的数为格式。据此我们对系统设计中的电机参数和相关物理量进行归一化处理，即采用实际物理量的相对值表示。这样处理的好处是：当控制对象改变时，不必对程序作较大的改动，而只需改动电机参数，所有过程变量均不变，而且在理论分析时，对相对值的分析更具有一般性。42主程序设计421系统初始化系统设计中使用了TMS320LF2407A的多个模块：A、B事件管理器、ADC模块、IO口、等。因此，在设计主程序之前必须了解各个模块的功能定义，并进行正确的初始化。程序初始化模块完成电机参数的给定、系统各变量的定义以及寄存器初始化工作，包括CPU时钟初始化、IO端口初始化、中断向量表初始化、定时器初始化、AD采样初始化、片内寄存器初始化以及对各控制变量、常量定义和赋初值等。系统晶振8MHz，锁相环采用4倍频，即得到系统时钟频率为32MHz。设置定时器T2控制寄存器为时钟源。设定IO端口为一般IO口，设置AD转换为连续转换立即启动模式。使能PDPDINTA、PDPDINTB功率保护中断和T2周期中断。PDPDINTA、PDPINTB中断用于系统保护，其优先级别最高。T1、T3定时器用于PWM信号的产生，在中断服务程序中完成转速的PI控制算法。使能通用定时器T1CON、T3CON，并设置为连续增减计数模式，设定中断周期为625岭，也即控制系统的采样周期。该控制系统初始化程序应注意以下四个方面：(1)设置假中断向量表，保护程序的正常运行。(2)在程序开始运行时应对控制系统设置初状态，使控制系统产生适当的反馈量，从而使电机处于正常运行状态。因此在各变量初始化时，要充分考虑到相关变量初始值的大小。(3) 当重新启动或系统复位之后，同时应将各个PI调节单元的累积量应归位为零，否则重新启动时可能会出现电机非正常运行。(4)当故障消除后系统复位或重启时，用作电机控制命令的变量标识位和监测电机运行状态的标识位均应及时归位为初始状态。422主程序设计流程图主程序主要完成系统初始化、各外设模块及系统所需变量初始化等工作。主程序流程如图42所示。图42主程序流程图43中断服务程序设计T2周期中断服务程序是系统控制的核心。它主要完成各个车轮的转速控制算法，根椐加速踏板的转速设定值、方向转角值和转速反馈值依据差速算法和PI算法确定PWM的控制值。从而使各驱动器对车轮进行转速控制。电机控制可采用电流和速度双闭环控制，内环采用电流控制，外环采用转速控制。由于一旦设定值与反馈值相差很大，PI调节易形成积分饱和，为了克服这一问题，对各轮的PWM限定值进行相应调整，确保形成可靠的差速。中断程序还增加了过压、欠压、过流、温度和堵转等保护和报警程序。并具有加力、刹车断电的功能，中断程序设计如图43。图43 T2周期中断服务程序流程图431差速控制程序设计由角度感受器获得的角度信号送AD转换器3口，如图412根据式(3.16)将信号转换成转向半径R，再由式3.17，3.18，3.19得， 具体程序流程如图44。图44差速程序流程图432清除中断标志和使能中断为了防止不必要的中断挂起、扰乱正常的运行，在退出中断前清除所有中断标志。清除中断标志和使能中断程序如下：*IFR=0x0FFFF； /清全部中断标志。asm(“CLRC INTM”)； /使能中断。44功率保护中断功率保护中断用于电机驱动系统故障时封锁PWM脉冲信号。当发生短路时会触发DSP的功率保护中断。该中断是优先级最高的中断。当功率保护中断发生时，DSP硬件会自动把PWM引脚输出关闭并置为高阻态，引脚的下降沿触发产PDPINTB(PDPINTA)中断。功率保护中断模块的设计，根据系统需要，先对EVA(EVB)的中断标志寄存器EVAIFRA(EVBIFRA)清零，再对EVA(EVB)的中断屏蔽寄存器EVAIMRA(EVBIMRA)设置功率保护中断使能位。如果监测到在任意时刻下降沿则彻底关闭所有的PWM输出，直至人工复位信号的到来。自动恢复PWM输出到正常状态，并重新进行监测功率保护中断。45系统抗干扰设计系统内部信号毛刺和噪声，外界的电磁干扰，都可能影响控制电路的可靠输出，因此在硬件和软件上都需要采取一系列可靠措施。将波形发生器的输出信号通过光耦隔离；印制板的设计也采取了相应措施。但是系统的抗干扰不可能完全依靠硬件解决，软件抗干扰设计也是防止和消除整个应用系统故障的重要途径。软件抗干扰技术是当系统受干扰后使系统恢复正常运行或输入信号受干扰后，设法补救的一种方法。相对硬件抗干扰来说，软件抗干扰是一种被动措施。在此系统的整个软件设计中，采取了很多的抗干扰方法。(1) 软件冗余技术为了抗干扰，所以对于开关信号的输入、输出，采用软件冗余技术，来保证输入、输出开关信号的正确性。输入信号的重复检测方法。对于开关信号的输入，要循环地读输入口状态的寄存器、这样可以防止读入的开关量错误。设置当前输出状态寄存单元，当干扰侵入输出通道造成输出状态破坏时，系统能及时查询寄存单元的输出状态信息，并及时纠正错误状态。(2) 设置看门狗TMS320LF2407片内集成有一个16位的计数器监视看门狗定时器(WATCHDOGTIMER)。看门狗定时器主要用来跟踪程序的运行。利用它可有效地实现程序防飞功能。看门狗定时器被启动后，每个状态周期加l，需要经常有指令对它清零。若程序运行出现故障时，没有对它清零，计数器溢出，将RESET脚拉低至少一个状态周期，使系统复位，重新运行系统程序。这样WDT就提供了一种使系统从瞬时故障中自动恢复的能力。本系统中采用了WDT，即使程序意外跑飞，系统也能回复到初始状态。46本章小结本章主要叙述对系统的软件设计。首先介绍主程序设计，主要包括初始化各寄存器，各变量的定义和赋值，系统初始化，中断的处理等。其次在中断程序中，主要介绍了调速和差速控制程序，简要设计了功率保护和防干扰设计。第五章 控制系统的调试与运行结果5.1实际的硬件实验中所用的电机为金华电机厂生产的轮毂式无刷直流电动机，转子为永磁体，定子采用Y形连接。有关参数如下：额定功率为2.0kW；额定电压为48V；额定转速为600rmin；极对数为24；额定电流40安，峰值电流60安，采用霍尔传感器为转子位置传感器如图515.1电动汽车用无刷直流电动机根据前面的硬件设计，进行了印刷电路板的设计并且搭建整体硬件。5.2实际波形与分析差速控制关键是各车轮在转向时能够形成不同的速度，转向角一定时，踏板给定速度一定时，各轮的位置传感器HALL波形不同。如图52是车辆左拐时两后车轮的转速。图52车左转向时的各轮HALL图形为了更清楚地表达出差速时的速度特性，本课题采用了HALL频率转换为电压高低的LM2907N芯片，将速度时间显示如图53，车在整个转向时的速度变化，由图可知，两驰动轮的速度差随车的转向角度的增大而增大，转向一定时，各轮转速一定，车轮转向角度变小，两轮速差也变小，当转向角为零时，两驱动轮转速相等。图53 HALL压频曲线第六章 结论电子差速控制采用速度控制兼顾转矩的一种新型的控制方法，能得到系统良好的动静态特性。本文系统地分析了汽车转向运动时各车轮转速的数学模型，研究了采用转速控制的基本原理。并设计了基于TI公司生产的电机控制专用DSP控制芯片TMS320LF2407A为核心的控制电路，实验结果表明了该方案的可行性，而且电机输出转速具有良好的鲁棒性和动态响应性。电子差速调速控制是个复杂的课题，由于学识水平、时间等各方面的限制，本文在很多方面还存在一定的问题，有待于在将来的科研实践中进行进一步的研究。(1) 本课题是在假定地面附着力足够大时进行的因此，还需对地面附着系数对差速的影响进一步研究(2) 本课题是在负载不大的情况下得出的结果，所以还需对大负载情况下对其进一步研究差速算法。(3) 本文所研究的系统采用了位置传感器，为了提高系统的可靠性，可采用无位置传感器。因此需要进一步研究无位置传感器控制系统的差速问题。参考文献1陈清泉，孙逢春，祝嘉光现代电动汽车技术M北京：北京理工大学出版社，20022万沛霖电动汽车的关键技术M北京：北京理工大学出版社，19983FCarricchi，FCrescimbini，EsantiniAxial Flux Electromagnetic Differential induction motorElectric Machines and drives；Conference Publication No4121113 September 1995，IEEE，P154Atsuo Kawamura，Nobukazu Hoshi，Tae Woong Kim，etcAnalysis ofAnti-Directional-TwinRotary Motor Drive Characteristics for Electric Vehicles IEEE Transactions on Industrial Electrionics，VOL44，NO1，FEBRUARY 19975AKawamura，N.Hoshi,T,Kim，TYokoyama，Anti directional twin rotormotor drive characteristics for Electric vehicles，IEEE trans On 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