解析PRT自激振方式VRC软开关变换电源技术

1、解读PRT自激励振方式VRC软开关变换电源技术 在开关变换电源电路中，将谐振型变换开关元件的励振、驱动方法定义为两 类，即把设置有专用的励振和驱动电路方式叫作它激励振、驱动；把利用变压 器反馈电路实现的励振、驱动方式叫作自激励振、驱动。这里阐述利用正交型 变压器PRT反馈电路构成的自激励振方式电压谐振型软开关变换电源技术。 1正交型变压器的控制技术 对于自激励振方式谐振型变换器的控制技术，尤其重要的是采用各种铁氧体磁 心的正交型变压器PRT。图1是PRT构造和电感特性及电路图形符号。其中， 图1(a)为旧单口型铁氧体磁心 PRT；图1(b)为新双口型铁氧体磁心 PRT；图1 (c)为PRT电路

2、符号。比较它们的形状和电感特性后得知，新双口型PRT的磁 路长度比旧单口型的磁路长度延长，磁阻增加。由于主线圈N的电感量Ln和 控制线圈Nc的直流控制电流Ic的变化，使新双口型的Ln变化幅度和线性范畴 都扩大了。 图I 电惑特性及电路图形符号 在图2中设控制线圈Nc流过直流Ic时产生的磁通为 c、主线圈N1或N2上流 过交流电流11时产生的磁通为 1。若图2(a)中箭头方向为正，贝U在磁路 A和 D上的磁通 c和 1方向相反，磁通为 1- c；而在磁路B和C上的磁通 c 和 1方向相同，磁通为 1 + c。图2(b)中主线圈N1加载到磁路B和D上的 B-H曲线，相当于被 Lc的变化而调制的磁滞

3、曲线。由于加载到线圈Nc磁路 A，B上的 1感生电压互相抵消，在 Nc上不产生交流电压，所以 PRT的电流 Ic信号就可以作为控制磁路 B和D上的磁通量，把它作为可控电感元件，实现 谐振型变换器的控制技术。图2(c)为这种PRT的电路符号。 (c) PHPfTj电路捋I；由乩H舶线 田2 正吏型变压器的磁通曲线.待号 2自激励振方式电压谐振型变换器 LC谐振时产生的正弦波电 VRC电路和PRT的组合，可 VRC的控制方式有如下几 开关元件在断开时，加在开关元件上的电压波形是 压，也称之为电压谐振。利用电压谐振型变换器 以构成各式软开关变换电源。常用的自激励振方式 种： 2. 1并联谐振频率控制

4、方式 图3为单管自激励振方式 VRC的并联谐振频率fO控制方式的开关变换电源电 路。图3(a)为电路图，图3(b)为控制特性图，图3(c)为工作波形图。 /, /mA 200 V/ffr it） I作液彩w 图3 并联谐振锁李控制亦式开关变鞍电嫌 图3（a）中PRT的结构如图2所示，线圈N1与脉冲电流转换器PCC的电感Ls串 联后，再与并联电路（包括VCBO1 200 V的耐高压BJT管Q1、续流二极管 D1、并联谐振电容Cr）串联。另外，有中心抽头的全波整流线圈 N2与谐振电容 Cs并联。 图中自激励振电路由下述元件和小电路构成，如启振电阻Rs，串联谐振电路 （包括绕有1匝线圈的脉冲电流转换

5、器 PCC、限流电阻RB、定时电感LB、定时 电容CB），并联电路（包括箝位二极管 DB，Q1的基极一发射极）。由此可知， 这个自激励振、驱动电路的工作波形是低噪声、正弦波波形。 另外，在RB较小时开关变换频率fS由LB和CB的串联谐振值决定，见式 （1）： (1) 为了表示VRC电路的谐振频率fo和输出直流电压Eo,在Eo端接上负载电阻 RL后，分别设N1，N2的电感值为L1，L2;匝数比为n=L1 /L2 ;滤波电解电 容Ci两端电压为Ei，则等效电路的导出解读式结果fo及Eo。见式(2),式(3): 由式可知，若固定fs,控制PRT的可变电感L1,就可控制谐振频率fo和输出 电压Eo。设

6、fofs，3 =2n fs,则如图3(b)所示，依据PRT控制原理，若控制 lc,就能稳定输出电压Eo的值。 当Q1截止时，产生的集一射间脉冲电压 Vcp是L1+L2和Cr的并联谐振电压， 其峰值是 Ei的56倍，但Q1瞬断时的开关变换损耗较小。当负载功率 Po=180 W，交流输入电压 VAC=220 V , FS=50 kHz时，可以得到 AC-DC的 电能变换效率为n AC-DC=83 %。从Ci端PRT的励磁电流I1和N2侧Cs的两 端交流电压 V2的工作波形可以看到，其基本上接近光滑的正弦波状，可以达 到低噪声，满足实用的目的。 2. 2谐振电压脉冲宽度控制方式 在图3中，PRT的主

7、线圈N1, N2是用 100卩m单线捆成4050根的绞合线 绕制而成，它不但要保证铁氧体磁芯的绝缘间隙，还会造成体积增大。为了减 少电路体积，可以想到，如果控制 PCC的电感量Ls，也能对Eo进行控制。故 将图3的PCC换成图1的PRT，则用PIT 一次侧串接PRT的方式构成了 VR C,如图4所示。图4(a)为电路图；图4(b)为工作波形图。 I 2 jai O i.r液序 图4 一次侧连按正交型变垛篙方式的电压谐撅理变换書 这个电路的构成原理是，PRT和PIT的一次侧有LR+L1和Cr的并联谐振电 路；二次侧有N2电感L2和Cs的并联谐振电路。图4中的V1和V2分别为两 组的并联谐振脉冲电

8、压。用电流驱动变压器CDT控制开关管Q1的断合工作。 由于控制了 PRT的NR电感LR，所以能够控制谐振电路 V1的脉冲宽度 T1，达到稳定输出电压E0的目的。电压谐振波形如图4(b)所示，图中的工作参 数为fs=110 kHz，控制范畴为 T1=34. 5卩s,控制宽度为 T仁1. 5卩s,电 能效率为n AC-DC=83 %。 另外，除了图4用PIT 一次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式 VRC之外，还有 用PIT的二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC，这个电路的构成原理是， PIT的一次侧有L1和Cr、二次侧N2有电感L2+LR和Cs的这两组并联谐振电 路。对于Eo的稳压，由于控制PR

9、T的NR电感LR，所以能够控制二次侧谐振 电压V2的脉冲宽度 T2。用PIT二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式 VRC的 典型工作参数为fs=71. 5 kHz，控制范畴T2=712卩s,控制宽度厶T2=5卩s。 上述两种谐振电压脉冲宽度控制方式电路都不需要 PRT的主线圈NR、控制线 圈NC和磁芯间的距离，所以可以使之小型化。另外，上述的 VRC是最大负载 功率Pomax150 W的情况，在AC输入电压VAC=220 V时，为了确保开关元 件Q1，PIT和PRT的可靠性，输入整流滤波电路几乎都设计成全桥整流方式。 由于供给VRC电路的直流输入电压Ei较高，伴随着VAC T-Ei T,则变压器

10、 一次侧的谐振电流J, Q1和Cr上的电压谐振脉冲电压 Vcp T,其Vcp可高达 1 500 V以上。所以，Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高压的元件，并且还要对 Q1的饱和压降VCE(SAT)、下降时间tf及高频特性的大小有所限制。因此，对 上述电路进行改进，得到如图5所示的升压型复合电压控制方式 VRC。 2. 3升压型复合电压控制方式 图5(a)由PIT的三次线圈N3、升压二极管DB、主绕组有抽头的PRT(主绕组N R分为分为NR和NR线圈；NR为升压控制线圈；NR为谐振电压脉冲幅度控 制线圈)、滤波电解电容Ci构成了升压型复合电压控制方式 VRC。这就是用1 组控制电路，同时能够

11、控制升压 EB和并联谐振脉冲电压幅度 Vcp，并达到Eo 稳定的复合电压控制方式VRC。 设DB的正向导通电压为VF, PRT主绕组NR的总电感量为LR，PIT的一次线 圈N1的电感量为L1，则从Ei和一次测VRC得到的升压电压EB，如式表 示。 式中：设 NR+N3=1 . 2N1 ;可变电感 LR=0 . 2L1 1. 2L1 ; EB 为 Ei2Ei 控 制LR的变化，就能够得到2倍Ei值的电压变化量。当 NR=NR=14T时，LR 的动态控制范畴约为 6倍。负载功率Pomax的工作波形如图5(b)所示。对于 VAC和Pomax的变化关系，如图5 (c)所示Ei和EB的描绘曲线。根据这种控 制方式，控制EB就能使Eo稳定。随着VAC的上升，控制PRT的LR增加， 让Q1和Cr上的电压谐振脉冲峰值 Vcp固定为700 V左右，所以Q1可采用 VCBO150 W;电能转换效率高，为n AC- DC83%;容许输入电压变动范围宽，为 VAC=220 V(-20 %+10%)，控制性 能好，应用厂泛。 采用正交型变压器PRT构成的自激励振方式软开