2.45GHz低噪声射频功率放大器的设计.

1、目录1 引 言 1 1.1 课题研究目的与意义 11.2 射频功率放大器概述 11.3 射频功率放大器的发展现状 21.4 本课题的研究方法及主要工作 32 射频功率放大器理论综述 5.2.1 史密斯圆图 52.2 S参数62.3 长线的阻抗匹配 72.3.1 微波源的共轭匹配 72.3.2 负载的匹配 82.3.3 匹配方法 82.4 微带线简介 82.5 偏置电路 错. 误！未定义书签。3 射频功率放大器的基本指标 1.03.1 工作频带 103.2 带宽 103.3 噪声系数 113.4 增益 123.5 稳定性 123.6 端口驻波比和反射损耗 134 射频功率放大器设计仿真及优化 1

2、.54.1 设计指标及设计流程 154.2 选取晶体管并仿真晶体管参数 154.3晶体管S参数扫描 174.4 放大器的稳定性分析 194.5 设计输入匹配网络 214.5.1 匹配原理 214.5.2 计算输入阻抗 234.5.3 单支节匹配电路 234.6 设计并优化输入输出匹配网络 25结 论 3.0.参考文献 错. 误！未定义书签。致 谢 3.2.1.1课题研究目的与意义微波和射频工程是一个令人振奋且充满生机的领域，主要由于一方面，现代电子器件取得了最新的发展；另一方面，目前对语音、数据、图像通信能力的需 求急剧增长。在这一通信变革之前，微波技术几乎是国防工业一统天下的领域， 而近来对

3、无线寻呼、移动电话、广播视频、 有绳和无绳计算机网络等应用的通信 系统需求的迅速扩大正在彻底改变工业的格局。这些系统正在用于各种场合，包 括机关团体、生产制造工厂、市政基层设施，以及个人家庭等。应用和工作环境 的多样性伴随着大批量生产，从而使微波和射频产品的低成本制造能力大为提 高。这又转而降低了大批新型的低成本无线、有线射频和微波业务的实现成本， 其中包括廉价的手持GPS导航设备、汽车防撞雷达，以及到处有售的宽带数字服 务入口等。通信技术在近几年内的发展可以说是日新月异， 每年都会有大量的新技术诞 生并被应用到实践当中，而在这之中，无线通信技术的迅速成熟尤其引人注目。 它不仅仅改变了我们的通

4、信方式，更重要的是改变了我们的生活方式，最显著的 表现就是无处不在的手机，它使人与人之间的联系更为密切也更加方便， 使我们 的社会变得更加的紧密，大大提升了世界的一体化进程，可以说手机已经成为我 们生活中不可或缺的一部分了。而随着使用人群的快速增长与不断壮大，整个无 线通信产业也进入了大规模高速率的发展阶段，在国民经济中的比重越来越大， 推动着社会经济持续向前跨步，甚至于对整个社会的发展都有着不可估量的影响 力0功率放大器作为无线收发系统中的最后一级，它在整个系统中占有十分重要 的地位，对于电池供电的功率放大器无线发射节点，对提高发射信号强度、延长系统使用时间、降低电源消耗、减小系统体积重量等

5、起着关键性作用。1.2射频功率放大器概述射频功率放大器的主要功能是放大射频信号，并且以高效率输出大功率为目 的。它主要应用于各种无线电发射机中。射频功率放大器的输出功率范围，可以小到便携式发射机的毫瓦级，大到无线电广播电台的几十千瓦，甚至兆瓦级。射频信号的功率放大，其实质是在输入射频信号的控制下将电源功率转换成高频功 率，因此除要求射频功率放大器产生符合要求的高频功率外，还应要求具有尽可能高的转换效率13射频功率放大器的发展现状射频功率放大器由于尺寸小、线性度高、噪声低等优点，广泛应用在卫星通信、移动通信、雷达和电子战以及各种工业装备。随着无线通信和军事领域新 标准新技术的发展，日益要求提高射

6、频功率放大器的性能，使之在更宽频带内， 具有更高的输出功率、效率和可靠性。例如为在有限的频谱范围内容纳更多的通 信信道，获得较高的码片速率和频带利用率。现在通信系统均采用了QPSK等线性调制技术，这些调制方法对功放的非线性特性非常敏感，因而对放大器有更高的线性要求，提高功率放大器的可靠传输，以避免对邻近信道的干扰，保证调制的窄带特性。这就要求射频功率放大器具有良好的线性。在第三代移动通信系统(3G中，要求数据传输速率达到 2Mbit /s，单个信号的带宽达5MHz这就 需要射频功率放大器具有宽带特性； 为了降低通信运营商的运营成本， 减小冷却 成本、易于热控制，要求提高射频功率放大器的效率；为

7、了减小功率放大的级数， 减小功率管的使用，以更低的功率进行驱动，降低成本，这就要求提高射频功率放大器的增益；为了增加通信基站的覆盖范围，减小固定区域内所需要设置的基 站以节约成本，同时减小电路的尺寸和重量，这就要求提高射频功率放大器的输 出功率。为了满足以上各种应用需求，近 50年来人们不断推动射频功率放大器的发 展和进步。在这50年的发展过程中，射频器件及射频技术的发展是推动射频功 率放大器发展的两大因素。射频器件的发展使射频功率放大器的发展成为可能， 射频技术的发展使射频功率放大器的性能得到提高。1、射频器件方面2 : 1948年Shockley.Bardeen等人发明双极晶体管(BJT)

8、 及1952年提出结型场效应管(JFET)以后，硅双极晶体管应用于射频微波领域， 从而可以对从几百兆赫(UHF)到 Ka波段的信号进行放大；70年代以后，GaAs单 晶及其外延技术获得突破，GaAs肖特基势垒栅场效应晶体管(GaAs MESFET研制 成功。由于GaAs材料载流子迁移率高、禁带宽度大，从而使射频功率放大器具 有高频率、低噪声和大功率等一系列优点。进入80年代，由于分子速外延技术和有机金属化学沉积技术的发展，超薄外延层的厚度及杂质浓度得以精确控制， 使异质结器件迅速发展，由ALGaAs/GaAs或InP/lnGaAs组成的异质结双极晶体 管(HBT)相继研制成功，采用这些器件设计

9、射频功率放大晶体管，使射频放大器 的工作频率达到毫米波频段；到 90年代，激增了多种新型固态器件，如高电子 迁移管(HEMT，假同晶高电子迁移管(PHEMT)异质结场效应管(HFET)和异质结 双极管(HBT)，同时使用了多种新材料如Inp、Sic及CaN等。这些器件能够对100GHz乃至更高频率的信号进行放大，而且在多数情况下可以运用MMIC技术。其中高电子迁移率晶体管(HEMT的低噪声性能比场效应管更优越，运用这种器件 设计成低噪声放大器，在 C波段噪声温度可达250K左右，广泛用于卫星接收。 而PHEM则用一个InGaAs薄层来作为沟道材料，同时在 AIGaAs/lnGaAs异质交 界面

10、上具有一个更大的不均匀导带，使其比HEMT容纳更高的电流密度和跨导， 从而在较宽的工作电流范围内保持更低噪声系数和更高增益，这激起了人们对设计高速、高频、低噪声和高增益的射频功率放大器极大兴趣。与此同时，单片集 成(MMIC)微波器件也在快速发展，这是一种可以在几平方毫米砷化稼(GaAs)基片 上集成微波放大器电路的技术。其体积小，增益高，己越来越受到用户的青睐。2、射频技术方面：由于DSP技术和微处理控制技术的出现和发展，使得 我们能够广泛的使用各种功率放大器线性技术，如复杂的前溃技术和预失真技术 来提高放大器的效率及线性度。国内对功率放大器线性化技术研究已经开始重 视，东南大学、西安电子科

11、技大学、电子科技大学、浙江大学和华中科技大学等 院校己经开始了这方面的研究，华为、中兴等通信设备公司也进行了线性功放的 研制并取得了一定的成果；功率合成技术的发展，使我们可以采用射频固态器件 在射频频段输出高达几十千瓦的功率；宽带技术使我们可以利用射频固态器件对 带宽达几十个GHz以上的信号进行放大如ITS Electronic 公司推出的L波段倍 频程宽带功放模块提供15W的功率，同时产生12 GHz的瞬时带宽和12dB的小 信号增益。此功放模块工作于两种状态：A状态为线性放大器，输出功率为10w; B状态典型效率为55%，输出功率为15W。此功放输入/输出驻波比小于1.45， 与此同时，效

12、率增强技术为我们提高射频功率放大器的效率提供了方便。功率放大器发展至今，己经广泛的应用于军用、民用通信领域。现代通信的发展对带宽、线性和效率等指标提出了更高的要求。相应的功放研究也成了未来的趋势和热点。随着材料、计算机以及功放相关理论的进一步发展，可以预见指标更优的功率放大器不久将会出现，并服务于无线通信领域。1.4本课题的研究方法及主要工作在课题期间，对射频功率放大器的多种设计方法进行研究， 查阅了大量的资 料，深入了解射频功率放大器国内外现状和分析了射频功率放大器有关概念，认真学习了 ADS仿真软件，掌握了射频功率放大器的一般设计方法。设计了一个在2.45GHz的频率范围内满足指标要求的应

13、用于蓝牙耳机的接收机末端的射频功率 放大器。全文可以分为五部分。具体内容如下：第1部分为引言。首先简要介绍课题研究目的与意义与射频功率放大器的发展状况及研究趋势，最后介绍本文的主要工作和章节安排。第2部分为射频功率放大器理论综述。介绍了史密斯圆图、 S参数、阻抗匹 配、微带线理论、偏置电路设计基础知识。第3部分为射频功率放大器的基本指标。分析了射频功率放大器设计需要注 意的指标，为后面的具体设计提供理论依据。第4部分为具体的设计过程，对每一部分的设计都进行了大量细致的工作，主要包括输入输出最佳阻抗的获得和匹配网络的具体实现，并对每级电路整体性能的优化实现给出了具体方法和步骤。第5部分为总结和研

14、究前景的展望，分析了研究中的不足和思考，提出了一 些有利于进一步研究的问题。2射频功率放大器理论综述2.1史密斯圆图P. H. Simth开发了以保角映射原理为基础的图解。这种方法的优点是有可 能在同一个图中简单直观地显示出传输线阻抗以及反射系数。反射系数(reflection coefficient): 0能用下式的复数形式表达出来：h =Zl _Z。=心十佩=|哄唱(2-1)Zl +Z。其中二l二arcta“(/仙)，Zl是电路的负载值,Z。是传输线的特性阻抗值,通常会使用50 Qo0.5图2-1等电阻圆和等电抗圆图图2-1是史密斯圆图中的等电阻圆和等电抗圆图。图中的圆形线代表电阻抗力的实

15、数值，即电阻值，中间的横线与向上和向下散出的线则代表电阻抗力的虚 数值，即由电容或电感在高频下所产生的阻力，当中向上的是正数，向下的是负数。图表最中间的点(1+j0)代表一个已匹配(matched)的电阻数值(ZL)，同时其 反射系数的值会是零。图表的边缘代表其反射系数的长度是1,即100%反射。有一些图表是以导纳值(admittanee)来表示，把上述的阻抗值版本旋转180度即 可。根据上面介绍的等电阻圆和等电抗圆图，能过简单有效的确定电路的阻抗， 并进行阻抗匹配。利用史密斯圆图可以完成以下工作：(1) 读取阻抗、导纳、反射系数等常用的射频电路参数；(2) 进行传输线的匹配网络设计；2.2

16、S参数在绝大多数涉及射频系统的技术资料和数据手册中，都用到散射参数(S参数)。其原因在于实际射频系统不再采用终端开路、导线形成短路的测量方法。 采用导线形成短路的时候，导线本身存在电感，而且其电感量在高频下非常之大， 此外，开路情况也会在终端形成负载电容。另外，当涉及电磁波传播时也不希望反射系数的模等于1,在这种情况下，终端的不连续性将导致有害的电压、电流 反射，并产生可能造成器件损坏的振荡。S参数描述了两端口入射功率和反射功 率之间的关系，而不是电压和电流的关系。应用S参数测量和校准都变得容易 。描述一个系统被V和V2激励，ai,则反射电压的幅度变大(正反馈)并导致不稳定的现象。反之，若ri

17、, 将导致反射电压波的幅度变小(负反馈)。 当放大器的输入和输出端的反射系数 的模都小于1,即:in1, -out S12 S2121 - S22I S12 S21式中有:| 二 |=| S11S22 - S12S21 |、为稳定性判别系数，只有当式（3-6）中的3个条件都满足时，才能保证 放大器是绝对稳定的。3.6端口驻波比和反射损耗低噪声放大器的输入和输出反射系数表征着输入输出信号的反射损耗， 通常 用输入和输出驻波比来表示，将低噪声放大器看成标准两端口网络， 则输入输出 驻波比如下：VSW凤1in 11 |in |VS W Ru 匸1 I 丨 o ut1 - I - 0 u t(3-8)

18、(3-9)低噪声放大器主要指标是噪声系数所以输入匹配电路是按照噪声最佳来设 计的，其结果会偏离驻波比最佳的共扼匹配状态，因此驻波比不会很好。此外， 由于微 波场效应晶体或双极性晶体管，其增益特性大体上都是按每倍频程以6dB规律随频率升高而下降，为了获得工作频带内平坦增益特性，在输入匹配电 路和输出匹配电路都是无耗电抗性电路情况下， 只能采用低频段失配的方法来压可用插低增益，以保持带内增益平坦，因此端口驻波比必然是随着频率降低而升高 般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对系统的影响， 损很小的隔离器等其他措施来解决11 04射频功率放大器设计仿真及优化4.1设计指标及设计流程工作频

19、带：2.4GHz2.5GHz带内增益：大于15dB;噪声系数：小于2dB;输入输出驻波比：小于1.5 ;稳定性：绝对稳定；反向电压增益：小于-10dB，大于-30dB;设计的默认偏置环境是：Vce=2.7V lc=2mA ；射频功率放大器设计的一般流程：1）晶体管的选取；2）直流偏置设计；3）稳定性设计；4）匹配网络设计; 5）整体优化仿真；6）版图设计；4.2选取晶体管并仿真晶体管参数本文选取晶体管AT32011,对其参数的仿真的原理图如下：放大器的一个基本任务是将输入信号进行不失真的放大，这就要求晶体管 放大器必须设置稳定的静态工作点。另外，静态工作点决定着放大器的各种性能, 如增益、噪声

20、系数、驻波比等。这些性能参数常常相互矛盾、彼此制约，因此， 在考虑静态工作点时，通常要在各种特定指标之间作出平衡、折中的选择。PARAMETER SWEEPPaanSweepSweeplShitoislanceNaine2= 右bitoistanc eName丽ShitoislanceNaineSmbisiariGeNaine|8 Stari=2DuAStepl OuADC SRC1 -=-Vdc=VCEftI Robe丽DCDC1WR 區 _WR1VCE=OTIBB=MEpUylemphlo tfepianpl BJT cure bac 才LDCSRC2Mc=IBBpbJ札AT32Q 廿 J

21、 9650105Q1SweepVaE,StaHJStfp=5St=D.1图4-1晶体管工作点扫描的电路Amip_ 一二 一-L： 1亠!-J. 二二可w卜丁r 一IBB=1.000E-4IBB=9.000E-5IBB=8.000E-5IBB=7.000E-5IBB=6.000E-5IBB=5.000E-5IBB=4.000E-5IBB=3.000E-5IBB=2.000E-5mlVCE= 3.000IC.i=0.005IBB=0.000060VCEValues at bias point indicated by marker m1. Move marker to update.Device

22、PowerVCEConsumption, Watts3.0000.016图4-2 BJT直流工作点扫描曲线由图表可知，晶体管AT32011的静态工作点为：VCE=3.000VICi=0.005IBB=0.000060sp_hp AT-32011_19950105SNP1Vce=2 7V lc=2mAwFrequencir0.10-5.10 GHz图4-3偏置电路原理图PmlP4 Nun-4n R1IR1.1S Mown盍 ri Hkip=1Him-P3Nim图4-4偏置电路4.3晶体管S参数扫描Term Tennl NunMZ=5DOhm丿GPPARAMETERS-一一SParamSP1Sla

23、rt=O.-l GHzSlop=5.1 Gt 略或阳GHzsp_ ip_M-33011 &1SB5(J105SNF1Bias 三軍 fce=Z7Vlc=an Fra uew:y=TP-10 - &1(Q GHZdsptanpi?TermTer m2Num=2Z=50OtWi图4-5晶体管S参数扫描的电路mlfreq= 2 450GHz-15-dB(S5(1,2)=-18.82420-III 1y一i-25-30135厂401 I 1 Ii r a i10123456freq, GHz15、m12L、L、freq=2.4 dB(S(2,50GH;1)=6.5：885m20匚1 H 111911

24、1 1 1riii200123456freq, GHzfreq (100.0MHz to 5.100GHz)12 .21Sfreq (10 0.0MHz to 5.100GHz)-2-4d-6m1 free=2.45CGHzdB(S(1,1)=-6-375m1ft,-freq, GHzfreq, GHz图4-6晶体管S参数仿真3.53 0m5 freq：2450=2.06GHz2 5nf(2)92 0m5邑1 51.0-i i 1 F 1 I 11*0123456freq, GHz图4-7噪声系数nf(2)曲线从曲线可以看出当频率在2.45GHz的时候,S(1,1)=-6.375dBS(1,2

25、)=-18.824dBS(2,1)=6.588dBS(2,2)=-5.352dBNf(2)=2.069由上述分析可以看出，晶体管参数指标如下:（1）晶体管 sp_hp_AT32011_5_1995105勺频率范围为 0.1 至U 5.1GHz,满足技术指标；（2）通带内的噪声系数满足技术指标；（3）通带内的增益不满足技术指标；（4）通带内的输入驻波比不满足技术指标；（5）通带内的输出驻波比不满足技术指标；结论如下：（1）频率范围和噪声系数满足技术指标，可以选取晶体管；（2）通带内增益、输入输出驻波比不满足技术指标，需要添加输入输出匹 配网络，通过输入输出匹配网络的优化实现该 3项指标；4.4放

26、大器的稳定性分析我们知道二端口网络绝对稳定的充分且必要条件为：K 一仁 |Si|2-|S22f：|22|Si2|S2i| S12” S21其中(4-2)K _(1&|2|S22+|Ds|) s -2 S2S21为放大器的稳定因子，Ks越大，稳定性越高。只有同时满足上面三个条件 时，放大器才能保证绝对稳定，有任何一个条件不满足，都将是潜在不稳定的。 对上面的三个条件作适当的变换，可得绝对稳定判别准则的另一种表达形式：Ks 12（ 4-3）Ds| Meas1StabFadl =stabjbd(S)SiabMeasI =stab_meas(S)Temi Temi2 Nun=2图4-8仿真原理图2.4

27、02.422.442.462.482.50freq, GHzJTC a Fb AT s0.9220.921rrn47 req=.500GHz 3tabMeas1=00 920m3I f 冷S0.9190.9180.91*0.916freq2.400GH StabMeas仁0.91?3 /-i2.402.422.442.462.482.50freq, GHzm4图4-9 K因子图4-10 因子由上面图可知，K1 1,晶体管处于绝对稳定状态4.5设计输入匹配网络4.5.1匹配原理在设计放大器时，一般有以下几种原则：一是以达到最大功率增益为目标； 二是以达到最稳定增益为目标；三是要达到某一确定的增益

28、值（小于最大增益）； 四是以达到最小噪声系数为目标。更多的时候，是要综合考虑以上的目标。对于低噪声放大器，注重的是要求 放大器有极低的噪声系数同时又能得到一定的增益，这样就必须在噪声和增益之 间取折中方案。所有这些设计目标均可以按照网络的 S参数导出相应的公式。对 于不同的设计原则，相应的匹配网络的结构也就不一样。 实际的应用中三极管的 输入共轭匹配的源反射系数（:s）和最小噪声源反射系数（丨opt）很少一致。 因此，必须找到一种折中的输入匹配方法来满足最佳噪声系数和最佳输入反射回 损的性能。当由一个给定的噪声系数F=Fi来设计】s时，可以推出等噪声系数圆 方程，其方程如下： opt1 Ni2

29、I2Ni +(1-|。pt )(1 Ni)2(4-4)圆心为optFi1 Ni(4-5)半径为FNi2+Ni(1|op)1 + Ni(4-6)其中Ni-opt1-r(4-7)得到等噪声系数圆后，按照要求的噪声系数设计放大器的问题就演变为从该 等噪声系数圆中确定一个合适的丨s值。利用（4 7）式可以在:s平面上画出一 组等噪声系数圆。当r=0时，F即达其最小值Fmin，这时的丨s=】opt。画出图来 我们还能发现，通过圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数Fo就是信号源端匹配时（ s=0）的噪声系数，不包围圆图原点的等噪声系数圆的噪声系数F将在下列范围：Fmin ： F Fo，包围圆图原点的等噪声系数

30、圆的噪声系数 F将在下列范 围：Fmin ：F空Fo。匹配电路最核心的就是起个阻抗变换作用，把一个阻抗变换 成为另外一个需要的阻抗，从而达到匹配的效果。在我们得到最小噪声系数的源 反射系数时，就可以来设计输入匹配电路了。根据反射系数与阻抗的关系和放大器的输入阻抗：丨s =，可以算出经匹配网络向源看去的阻抗 Zin。这样Zs +Zo我们就可以通过阻抗变换的方法设计出需要的输入匹配电路。利用smith圆图和ADS软件可以方便的实现丨型、T型、n型等匹配电路，其中还涉及到带宽及频 率响应等问题，篇幅有限在这里不再赘述。对于输出匹配网络，在多级的情况下，为了达到更高的功率增益，其输出匹配采用共轭匹配的

31、形式。通过器件手册可以得到其S参数，求出稳定因子就可以 判断放大器是否可以匹配。对于 Ks 1的放大器都是可以匹配的，当Ks=1时, 理论上可以进行匹配，但实际上不可行，因为由其反射系数可知，这是一种纯电抗性匹配，而现实中的元件都是有电阻性分量的。当Ks-1时，在理论上可以匹配，但已无使用意义，因为这时| 1=1。当Ks-1时，无论是理论上还是在实 际上都不能匹配成功。对于潜在不稳定的匹配放大器而言，因为的Ks取值较大时|I有可能大于1,所以| lI的取值将受到限制，不能随意取值。由于我们 制作放大器已经首先选择了稳定的参数，所以其总是可以同时实现双端口的匹 配，在输入口已经进行了最小噪声系数

32、的匹配，在输出口我们可以利用下面的公式计算出输出口的负载反射系数：2-4 C2C(4-8)其中QQQB=1S22-Sn-Ds; C 二 S221Ds（4-9）得到负载反射系数后就可以按上面的方法进行匹配电路的设计了452计算输入阻抗输入阻抗数据如下freqZin12.320 GHz17.204 - j2.699E-152.330 GHz17.250 + j0.1922.340 GHz17.296 + j0.3842.350 GHz17.343 + j0.5762.360 GHz17.390 + j0.7672.370 GHz17.438 + j0.9582.380 GHz17.487 + j1

33、.1492.390 GHz17.536 + j1.3402.400 GHz17.586 + j1.5302.410 GHz17.591 + j1.7222.420 GHz17.597 + j1.9132.430 GHz17.603 + j2.1052.440 GHz17.610 + j2.2962.450 GHz17.617 + j2.4882.460 GHz17.625 + j2.6792.470 GHz17.634 + j2.8712.480 GHz17.643 + j3.0632.490 GHz17.653 + j3.2552.500 GHz17.663 + j3.4472.510 GH

34、z17.672 + j3.6002.520 GHz17.681 + j3.7542.530 GHz17.690 + j3.9082.540 GHz17.700 + j4.0612.550 GHz17.710 + j4.2152.560 GHz17.721 + j4.3692.570 GHz17.732 + j4.5232.580 GHz17.743 + j4.6772.590 GHz17.755 + j4.8312.600 GHz17.767 + j4.9862.610 GHz17.783 + j5.178图4-11用实部和虚部表示的输入阻抗数据由上图可以看出，在中心频率 2.45GHz处，输

35、入阻抗 Zin仁17.617+j2.488453单支节匹配电路在SP模型的输入端采用单支节匹配电路进行匹配Port爲6MTEETeelSi*st=BMSit)T,W 仁 1.55S nnm W2 二 1556 mmW31.558nnmEZHOMUNTL5 SdK*=TUISub1 W=1.558rmiL=4.543 mmPort P2 Nurif=2MLEFIL1L W=t558 nui_ L=8.841 itw图4-12单支节匹配网络子电路Term TermlNmnrlZ=50GHz3n=50OhmDAJSSMateh 1unfitted? DA_SShfetEh1 SiisWSiijrJHSP Zin 血