反激变压器设计实例二

1、反激变压器设计实例 （ 二）反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） 导论 跟踪电压抑制 2. 反激变换器“缓冲”电路 83. 选择反击变换器功率元件 103.1 输入整流器和电容器 113.2 原边开关晶体管 113.3 副边整流二极管 123.4 输出电容 134. 电路搭接和输出结果 14总结 15导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来， 这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用 saber 建立电路拓扑，由 saber 得出最初的输出参数结果。 首先进行开 环控制，输出电容随便输出一个值（由于 C1 作 为输出储能单元， 其容值估算应考虑到输出的伏

2、 秒，也有人用 12uF/W进行大概估算），这里选 取 1000uF 作为输出电容。初始设计中的输出要 求 12V/3A，故负载选择 4 欧姆电阻，对于 5V/10A 的输出， 通过调节负载和占空比可以达到。 由实 际测量可得， 1mm线径的平均电感和电阻值分别 为 6uH/匝和 2.6 m/ 匝，寄生电感通常为 5%， 由于副边匝数较少， 可不考虑寄生电感， 所以原 边寄生电感为 27uH，电阻为 11.57 m，最终结 果如图 1 所示。图 1. 反激电路主拓扑图 2. 开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还 是满足要求的。 查看图 2 中开关管电压曲线可以

3、看出，其开关应力过高， 不做处理会导致开关管 导通瞬间由于高压而击穿。在反激变换器中，有两个主要原因会引起高 开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载 关断特性有关。 最明显的影响是由于变压器漏感 的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。 其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线 整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击 穿应力。一自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负载， 在晶体管关断时， 由于有能量存储在电感或变压 器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。在反激变换器中，储存在变压器中的大部分 能量在反激期间将会传递到副边。 可是由于漏感 的存在， 在反激期间开始时， 除

4、非采用一定形式 的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图 3 中，变压器漏感、输出电容电感和副 边电路的回路电感集中为 ，并折算到变压器 原边与原边主电感 相串联。考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期 间 原边绕组中已建立电流。当晶体管 Q 关断 时，由于反激作用所有的变压器电压会反向。 不 考虑输出整流二极管压降， 副边电压 不会超过 输出电压 。由于漏感 ，Q 的集电极部分地 脱离该钳位作用，而储存在 中的能量将使集 电极电压更加正。如果没提供钳位电路 、 ，由于储存在 中的能量会重新进入 Q集电极的漏电容中， 则反 激电压将高到具有破坏性的程度。可是在图 3 中，稳态条件下要求的钳位

5、作用 由元件 、 和 提供。 的电压充到比反馈 回来的副边反激电压稍高一些。 当 Q关断，集电 极电压反激到该值，此时二极管 导通并保持 电压为常数（ 与得到的能量相比较大） 。在钳 位作用结束时， 上的电压比开始值稍高。在周期的维持阶段，由于向 放电， 上的 电压回到他原来的值。 因此多余的反激能量消耗 在 上。如果所有的条件保持恒定，减小 的 值或漏感 ，钳位电压就会减小。图 3. 用于反激变换器原边降低应力的自跟踪集电极电压箝位图 4. 集电极电压波形，表示电压箝位作用 由于反激超调具有有用的功能，因此不希望 使钳位电压太低。 在反激作用期间， 它提供附加 的电压以驱动电流进入副边漏感。

6、 这使变压器副 边反激电流更加快速增加， 改善了变压器效率并 减小了 上的损耗。这对低电压、 大电流的输出 尤为重要， 因为此时漏感相对较大。 所以选择较 低的 值，导致钳位电压太低是错误的。 最大允 许的原边电压超调量由晶体管 额定值控制， 应不低于反馈的副边电压的 30%。如需要，应使 用较少的副边匝数。如果储存在 中的能量较大，要避免 上有 过多的损耗，则要用能量恢复绕组和二极管来替 代该电网络，就像在正激变换器中使用的一样。 这可将多余的反激能量送回电源。很明显，为了高效率并使 Q 上的应力最小， 漏感 应尽可能小。这可由变压器原副边良好 的绝缘来得到。 同时也需要选择具有最小电感的

7、输出电容，并且最重要的是副边电路的回路电感 应最小。后者可通过使导线与变压器尽可能近耦 合，且合理绕制而得到。 音质电路板的走线应成 对平行紧密耦合， 距离要小。 主意这些细节会提 供高效率、好的调节性以及在反激电源中有好的 交叉调节性。2. 反激变换器 “缓冲 ”电路 副边的击穿应力问题常由“缓冲电路”来解 决。图 5表示一典型电路。 缓冲网络的设计在后 续的文章中会详细进行介绍。在离线反激变换器中为了减少副边击穿应 力，需要在开关晶体管两端跨接缓冲网络。 同时 常常需要缓冲整流二极管来减少击穿应力以及 RF辐射问题。在图 5 中，典型反激变换器的缓冲元件、和 跨接在 Q两端，其作用是在 Q

8、关断时为 原边感应驱动电流提供旁路和减少 Q 集电极的 电压变化率。工作原理如下：当 Q 开始关断时，其集电极 上的电压将会升高， 原边电流将经过二极管 转 移到电容 。晶体管 Q关断非常快， 其集电极上 的 dv/dt 将由关断时集电极原有的电流和 的 值来决定。集电极的电压会突然升高，直到限定值 （ 2 ）。很短时间后，由于漏感，输出副边绕 组上的电压将达到 （等于输出电压加二极管 压降），反击电流将由原边交换到副边，经 建 立的电流速率由副边漏感决定。实际上， Q 不会立即关断，如果要避免副边 击穿电压， 缓冲元件用这样选择， 使得 Q集电极 上的电压在电流降到零之前不超过 ，如图 6所

9、示。图 6. 集电极电压和电流波形3. 选择反击变换器功率元件通常情况，在相同功率下，反激变换器要求的元件等级高于相同功率的正激变换器。特别 地，对输出二极管、输出电容、变压器及开关晶 体管的纹波电流要求较大。 可是其电路简化， 不 需要输出电感，而且每个输出电源仅有一个整流 二极管，这些可以抵消较大元件带来的成本增 加。所以总的来讲，很多小型、小功率电源通常 采用反激设计。3.1 输入整流器和电容器 在反激变换器中没有对输入整流器和储能电容器的特殊要求。 因此与用于其他形式变换器中 的一样，按满足其额定功率和维持工作的需求来 选择。3.2 原边开关晶体管 反激电源中的开关晶体管承受相当高的应

10、 力。额定电流取决于最大负载、 效率、输入电压、 工作模式和变换器设计。 首先计算在最小输入电 压和最大负载下的集电极峰值电流。 该例中， 集 电极峰值电流范围是平均电流的 36 倍，这取决 于工作模式。集电极最大电压也非常高。它取决于最大输 入电压（空载）、反激系数、变压器设计、感应 的超调量和缓冲方式。例如，当馈电于额定电压为 110V 的交流电源 时，最大的输入电压值为 137 。对此输入，最大的空载直流整流电压 （使用倍压输入电 路）是在此， =最大交流输入电压，单位是 rms。该例中，典型的反激电压至少是的两倍， 该例中为 778V。因此允许 25%的感应超调裕量， 则集电极峰值电压

11、为 972V，应选择 额定值为 1000V的晶体管。除了满足这些重要条件，反激晶体管必须提供良好的开关特性、低饱和电压 在峰值工作电流时具有有效的增益裕量。由于晶体管的选择也要满足增益，因 此它确定了对驱动电路的要求，所以合适的功率晶体管的选择可能是决定反激 变换器的效率和长期可靠性的最重要参数。3.3 副边整流二极管反激变换器中的输出整流二极管要经受大的 峰值和 rms 电流应力。 实际值取决于负载、 导通 角、漏感、工作模式和输出电容 ESR。典型的 rms电流是 ，而峰值电流可能高达 6 。由于准 确条件往往是不可知的， 且二极管电流的计算困 难，建议使用经验方法。对于原来的标准电路板，

12、应世道地选择二极 管的平均和峰值额定值。 快速二极管的反向恢复 时间不要超过 75ns。整流二极管的最终优化选 择应在对样机副边整流器电流测量后进行。 由于 对漏感、输出回路电感、 PCB走线、导线电阻以 及输出电容的 ESR和 ESL 等的各种影响难以估 计，计算出来的二极管 rms 和峰值电流通常不十 分准确。这些参数对整流器的 rms 和峰值电流要 求具有非常大的影响， 特别是在低输出电压、 高 频和大电流的情况下。3.4 输出电容 在反激变换器中输出电容也是高应力的。通 常输出电容的选择有三个主要参数：绝对电容 值、电容 ESR和 ESL以及电容纹波电流额定值。 ESR和 ESL只有通

13、过选择低 ESR和低 SEL属性的 电容器件，并且在安装中要保持最短焊接路径。当 ESR和 ESL 较低时，在开关频率下电容值 可以控制峰峰纹波电压。 由于纹波电压通常比平 均输出电压小， 可假设在关断期间输出电容两端 的电压有线性衰减。 在这期间， 电容必须递送所 有的输出电流，电容两端的电压大约衰减 1V/us/A （对 1uF 的电容）。因此，如果已知最大 关断、负载电流和要求的纹波电压峰峰值， 那么 最小输出电容可通过下式计算：在此， C=输出电容，单位是 uF；=关断时间，单位是 us；=负载电流，单位是 A；=纹波电压峰峰值该例中，对于一个 12V、3A 输出电源和 100mV 的

14、纹波4. 电路搭接和输出结果将计算结果带入 saber 电路图中，选择 TR分 析，启动求解器，得到结果如图 7 所示，可以看 到，即使 Q的两端加了 RC吸收电路，将很大一 部分突变电流分流后其启动电流还是很高， 改善 方式可以通过降低漏感， 加强吸收效果来进一步 降低。图 7.saber 软件中的电路拓扑和结果图示 从图 8 中可以看出，输出电压 13.71V，电 流 3.4A ，跟前面计算结果吻合。图 8. 仿真结果图图 9 为输出电压放大后的截图，可以看到电 压纹波在 119mV，与初始设计值相吻合。 总结：本文主要部分完全参考开关电源手册（第 三版）中的反激电源计算实例， 仿真验证部分采 用 saber 仿真软件。由于反激开关电源存在非常 大的 EMI 噪声，传统的加磁环、 滤波器甚至屏蔽 结构的做法无法达到需要的目的， 高的电源噪声 将会产生一系列的 EMC问题，甚至电源的正常工 作都将无法保证。 尤其是磁材料的饱和特性如果 不加考虑， 电源都无法正常工作。 充分理解噪声 源的产生原因，有助于处理电源中的 EMI 噪声， 并且保证不影响开关电源效率。 满足高效率、 低 温升、低 EMI特性的严格要求。为了简单处理，这