紧凑辐射源双频天线要点

1、用于2.4/5.2/5.8ghz无线局域网应用的紧凑辐射源双频天线摘要：这篇文章展示了一个小尺寸的用于2.4/5.2/5.8ghz无线局域网应用的多频天线。这个天线由一个 l型和e型辐射单元组成用于产生共振来实现多频操作。l型辐射单元直接由一个50 的微波传输线馈电用于产生一个在5.5ghz附近的频带来覆盖无线局域网系统的两个较高的频带。e型辐射单元通过 l型辐射单元耦合馈电用于产生一个2.44ghz附近的频带来覆盖无线局域网较低的频带。结果是，l型和e型结合的非常紧凑，面积只有8*11.3mm2。主要尺寸参数的学习是使用计算机模拟研究。对于仿真结果验证，天线是在一 个40*30*0.8mm3

2、的衬底上制作和测量的。用于测量系统馈电电缆的效果，外壳，无线设备 的液晶显示器的回波损耗，辐射模式，增益，效率也是用计算机模拟研究和测量的。索引词：电缆效果，耦合馈电，双频， e型辐射单元，l型辐射单元，无线局域网1.介绍目前，无线局域网是用于访问互联网的最受欢迎的网络之一。无线局域网用的是一个较低的频带，2.4-2.484ghz （802.11b/g 标准），和两个较高的频带5.15 - 5.35 ghz and 5.725-5.825 ghz （802.11a标准）。随着无线设备的更小尺寸要求的增长，天线设计者努力尝试 减少天线的物理尺寸， 到现在覆盖了所有的三个操作频带。无线局域网天线覆

3、盖三个频带的一个简单方法是将一个单极子用于较低频带另一个单极子或者分支结构用于两个较高频带 1-9。然而，由于在较低频带共振的单极子的长度要求，这种方法导致天线具有相当大 的尺寸。用于减少负责较低频带单极子尺寸的新技术被提出了。例如，在 1-7,负责低 频的单极子被弯曲成不同的形状用于减少尺寸。达到的最小尺寸是利用一个fr4衬底（相对介电常数为4.4） 15*10mm2,但是仍然大于我们期望的天线尺寸8*11.3mm2。这儿也有一些其他的关于无线局域网应用天线的设计。例如，在10中，一个开口环作为一个单极子来产生双频操作。当制作在一个相对介电常数为6.15的衬底上时这个设计的尺寸可以达到 16

4、*13mm2报道11中展示了一个有趣的无线局域网应用设计，通过合并两 个环路天线时现了双频操作。然后，辐射单元很大因为每个环路都需要在一个波长谐振模式 下操作。在12中，地平面上的槽被切断，用于产生无线局域网的较高频带并且地平面本身在较低的频带出产生了共振。因此，天线白尺寸，包括大基板都特别大达到34*11.5mm2.在13中，一对对称的水平条嵌入基本上的狭缝中，用于产生双频谐振。 狭缝占据了基本上的很大一部分约30*14mm2.waln（统的天线尺寸主要由 2.4ghz的低频决定并且有技术可以减 小辐射单元的尺寸。在这些技术中，反向f天线是一种有效的方法14-17.但是对于多频操作，天线需要

5、更多的辐射单元，除了反向f单元。因此设计的关键点在于合并反向f单元和其他辐射单元，从而达到小尺寸。未解决这一问题，在 18中，天线为2.4ghz带宽使用 了一个直接馈电的反向f辐射单元和基板上的两个狭缝来产生5.2/5.8ghz和3.5ghz带宽。反向f天线具有非常小的尺寸，6*13mm2但是由于基板上的两条狭缝，天线整体大小变得 更大。在19中，提出了一个直馈电的反向f天线与一个寄生单元结合用于wlans用。在基本模型中，pifa在2.4ghz处谐振并且在第二模型中于5.2ghz处谐振。寄生单元和一个缩入地面的末端用于产生5.8ghz带宽。天线的辐射源具有小尺寸达16.5*11.5*5mm3

6、。但是由于pifa的结构，虽然相对其他pifa天线，高度减少很多，但是相比平面天线仍然具有较 大的轮廓，并且占据很大体积。在本文中，提出了一个只需要很小尺寸的辐射单元(8*11.3mm2)来覆盖2.4/5.2/5.8ghz操作频带的平面双频天线。辐射源由一个l型和一个e型单元组成，分别谐振于5.5和2.4gh 处,l型单元是微波传输带供给。然而，e型单元非常靠近 l型单元，并且通过l型耦合供给。从而只有一个馈点用于供给两个分开的单元，整体的尺寸就变得很小。天线的设计和研究是用em仿真工具cst。为了核实，天线的组合和测量使用天线测量系统satimo starlab。传输电缆用于连接天线和测量系

7、统影响测量结果20会导致一些和仿真数据又偏差的结果。为了认识这些影响， 这些传输电缆也被模式化用于仿真。这样仿真结果可以很好地符合测量结果。更多的，本文还研究了无线设备的外壳和液晶显示器的影响。e elementfig. l (a) 3-d view of antenna, (b) layout of radiator (a: feed point, g: via, w 皿工的磔的3d帆用疝厕3氏心(c) prototyped antenna.二.天线设计图一（a）展示了所提出的双频天线的3d模型，which has a radiator with an area of ,40 x 20 rn

8、rn 上a ground plane of 一and an overall dimensionsof40 x 3 x 0,8 mm，微波传输线具有1.8mm的宽度以达到5。特征阻抗。（提出供给传输线长度取决于特定无线设备上天线安装的地方可用的空间）辐射器件的集合模型在图1 （ b）中展示，包括两 个辐射 单元。these elements look like theletters and rotated by 90 and so are denoted here as an and -elements, respectively.l型单元图中a处的馈线直馈the pre fixes and u

9、sed to indicate the dimensions of fig. 1(b) denote the widths and lengths,respectively, in different parts of the elements.电。它产生了一个 5.5ghz左右的宽屏带用于 wlan勺高频带在5.2和5.8ghz.e型具有一个 改进的反向f结构，由l型通过小间隙g耦合馈电，接地点用一个直径 0.3mm标为g的缩短 的单元，如图一（b）。它产生一个在 2.44ghz左右的频带用于 wlan（统的低频带。这样， 这个天线就具有了双屏带，覆盖所有的2.4/5.25.8ghz wla

10、n频带。因为两个分开的单元紧密放置在一块，因此只需要一个馈点，辐射源的尺寸就变得很小。天线被设计在一个先对介 电常数为3.5和损耗角正切为0.02的基片上，并利用计算机仿真优化。最佳优化数据在表 格一中给出。天线也可以被制作成如图一c所示放在衬底上用于模拟相同的电气参数。亩 9rs, ,0.2 mmgp0.5 mma fifo.8 mm12345673frequency (ghz)-10o o o-2s 4(mp)二s2345678frequency (ghz)12345678frequency (ghz) (c)12345678frequency (ghz) (d)mp)二 sfig. 4.

11、 simulated s11 with different values of (a) (b) 2, (c) l5, and (d)7.三.参数研究为了学习两个辐射单元的谐振频率，天线的计算机仿真分别在只有l型辐射单元存在的情况和，两个辐射单元都存在的情况。反射系数s11的结果如图二所示。可以看出， 如果只有l型辐射单元存在天线的谐振频率大约为7ghz当e型辐射单元加入天线中，新产生了一个2.44ghz的低频，并且7ghz的谐振频率转移到 5.5ghz左右。天线的进一步研究分别使用在 2.44和5.5ghz的模拟电流分布。 在2.44ghz时，图三 a中的模拟结果显示，电流主要分布在 e型单元

12、上，e型单元导致谐振。在 5.5ghz时，如 图三b中的模拟结果显示 l型单元上的电流相当大，导致谐振。计算机仿真结果表明，天线尺寸入两个辐射单元之间的耦合间隙g, l型单元上的l2和e型单元上的l5.l7都对谐振频率非常敏感，因此这些尺寸参数的研究都是使用计算机 模拟。在g=0.2, 0.5, 0.8mm时的s11如图四a所示。随着g的增加，即减少两个辐射单元 之间的耦合，较高的频带和较低的频带都会上升，较高频带的移动更加显著。随着g从0.2增加到0.5和0.8mm,较低的频带分别会从 2.39ghz移动到2.44ghz和2.445ghz ,而较高 的频带显著的分别从 5.23ghz移动带5

13、.5ghz和5.7ghz ,当g从0.2增加到0.5和0.8mm 匹配较低频带和较高频带。因此g可以用来使两个频带更加良好的匹配。图四b给出了不同的l2值对应天线的仿真 s11。表一提出l2=3.25mm是我们应该设计 的最优值。图四 b表明l2对于较高频带的频率影响较大，对较低频带影响较小。当 l2=2.25,3.25,4.25的时候，较高频带的谐振频率分别为5.78,5.5, 5.37ghz ,但是2.44ghz的低频带没有受到很大影响。(这很简单，就是因为 l型单元负责5.5ghz左右的谐振)这些结果指出，l2可以独立调整较高频带的谐振频率。图四c和d给出了 e型辐射单元上l5和l7的参

14、数研究结果。图四 c给出l5对较低频 带和较高频带的频率都具有很大的影响。随着l5从0.05mm到1.55再到2.55mm,较低频带分别从2.67ghz到2.44再至ij 2.26ghz ,并且较高频带分另从 5.86ghz到5.5再至u 5.45ghz。但是，l5对较高频带的带宽影响不大，大约为 1.6ghz(s11-10db)。图四d指出l7值对较 低频带有影响。当 l7=1,2,3mm时，较低频带的中心频率分别为 2.5, 2.44, 2.36。对于较高 频带，谐振频率和带宽都不会变化。这些结果指出l5和l7分别可以粗糙和细微的调节较低频带的谐振频率，而不会影响较高频带。基于这些结果的获

15、得，预期的双频天线的设计方法可以如下描述。一 对于l型单元，设置l1+l2= “0/4, 9是高频谐振时的波导波长，l1和l2的比例类似于现行设计。二对于e型单元，设置 l4+l5+l6+l7=幻4 ,中是低频谐振时的波导波长，l4 ,l5, l6, l7的比例类似于现行设计。三设置间隙为g=0.5mm ,其他尺寸如表一所示。l7和l2分别微,三步的设置不能恰好的产生高低谐振频率，因此，分别用调低频带和高频带。五最优化和匹配利用间隙和l5: l6 （保持l5+l6不变）四，测量和仿真结果图一 c中天线的辐射 s11和辐射方向图是由天线测量系统satimo starlab测量的。当-个天线被置于

16、starlab测量时，通常需要同轴线馈电来连接天线和系统。在测量小磁极子， 低频且天线地平面的电尺寸相对波长较小时，电流会从天线流回馈电电缆，引起“二次辐射”【20】。导致辐射方向图不准确。这也改变天线上的电流分布，hence s11。为了减少对测量辐射方向图的影响，starlab中的馈电电缆用抑制剂油管覆盖，使电流流回电缆并从电缆辐射。然而，这种方法降低了天线的增益和效率。【21】。为了研究电缆对测量结果的影响，天线和馈电电缆一起被建模于cst21,并示于图五。电缆长186.5mm,被em抑制剂油管覆盖，厚度wie1.25mm,相对介电常数为5,相对省透 露为5,损耗角正切为 0.004,磁

17、损耗角正切为 0.3。一个6.5*6.5*13.5mm3的金属块用模拟 sma模型连接器。（由仿真可知当电缆长度大于400mm时可以得出类似的结论，因此186.5mm的长度是为了减少仿真时间。）仿真和测量的s11值如图6所示。可以看出，在 5.5ghz时，不使用电缆模型的仿真结 果比测量结果有有更大的带宽。同轴线馈电电缆的使用，使得模拟结果和测量结果更好的吻合。较低频带的测量带宽（s11urcd radialion pmtcrn翼 in 上t and ：j -y planes al (a) 2.44. (b) 5.2, iind (c) 5,s ghz.t-simulation w/。cabl

18、e-r-simulation with cablemeasurementir-i1 i1 ii345678frequency (ghz)fig+ 6, simulated and measured si i of antenna.模拟天线的辐射方向图在x-z和x-y,分别在2.44, 5.2, 5.8ghz时使用和不使用电缆的结果如图七所示。为了比较，相应的测量的辐射方向图也在图中给出。图7a指出，在较低的频率2.44ghz时，仿真结果中没有用电缆的获得了最大的增益，如前述原因，并且 更好的符合测量结果。此外，天线在 x-z, x-y平面都有全向辐射方向图，这类似于倒向 f 天线。在较高频率5

19、.2, 5.8ghz,图7b,c分别表示出使用和不使用电缆时的仿真结果和测量 结果很好地符合。这是因为在高频段，电缆的影响效果变得不再那么重要，这是由于天线地平面电尺寸的增加。天线在x-y方向有全向辐射方向图并且在z-x平面上z方向有个下沉。100- simulation w/o cable -f -simulation with cable measurement() amos山frequency (ghz) (b)fig. 8. simulated and measured (a) efficiencies and (b) peak gains of antenna.(mp) uraosi

20、mulation w/o cable -simulation with cable measurementtable 11simulated and measured efficiencies and peak gainsfrequency (ghz)efficiency (%)sim. w/o cablesim. with cablemeas.2.448362525.28784855.8898789gain (dbi)2.4410-0.95.21.981.61.955.81.82.22.32fig. 9. antenna with lcd model, (a) front iew. (b)

21、back view, (c) side view.天线测量和仿真的效率和最高增益如图八所示，在 2.44, 5.2, 5.8ghz时的数值结果 列于表二中。当馈电电缆用于仿真时，测量和仿真结果可以很好地吻合。这儿的小差异主要由于1）用于模拟em抑制剂油管的参数不准确或者整个频带常数，2） sma连接器和电缆的尺寸长度不准确。图八显示，在不使用电缆的时候，模拟的效率总是最高的，模拟和测量结果之间的差异更大是在低频段，如前所述的电缆原因。 图八b和表二表示在不使用电缆且在2.44, 5.2ghz时测量的最高增益小于仿真的增益，在 5.8ghz时大于。使用三维模拟辐 射方向图是为了研究这个原因。结果

22、显示，在 5.8ghz时，电缆影响改变了辐射方向图的主 瓣方向，使它更加方向化病具有高增益。这种情况不能在图7c中看到，是因为主瓣不在x-z或者x-y平面内，由于篇幅限制，3d模式不在这儿展示。五影响附近的导体和外壳尽管天线设计使用仿真和测量，当天线安装在一个无线设备上时，性能将受到附近导体和外壳的影响。如今，无线设备如手机，通常有一个大型液晶显示器（ lcd ）安装在一个金 属板上。在lcd下面，是一个安装了电子组件的 pcb板。手机天线通常安装在金属板上， 并且有外壳包围。为了安装一个平面单极子天线，金属板上会有一小块被去掉，如图9所示，以避免干扰天线。为了预期的天线研究这种情况，一个完美

23、的电导体（压电陶瓷）尺寸为 100*60*1.75mm3 ,如图9所示，这个在 cst中被用于模拟 lcd。在天线和lcd之间有一 个间隙。（在实际中，天线地平面可以直接连接到lcd而不需要这个间隙，但是我们需要的天线需要被重新设计，因为较大的地面。为了方便起见，我们利用相同的天线做研究。） 仿真和测量被用来研究 lcd在s11,辐射方向图，增益，效率方面的作用。当天线和lcd之间的间隙gap=0.1 , 1 , 2.5 ,和5mm时，仿真的s11在图10中给出。 可以看出，gap的所有测试值天线可以覆盖所有的wlan频带。然而，由于依附在天线上的sma连接器的物理尺寸，最小的可以用于测量的间

24、隙尺寸为gap=2.5mm。(mp)llsmm mm mm mmgap= 0.1-g白gap-2.5-t-gap= 5.01234i;156frequency (ghz)fig. 10. simulated si i with different value of “gapy0 .simulation w/o cable simulation with cable” me 号 lirement .q u i1 tt tt tt t1 tt 1t-12345678frequency (ghz)fig. i h simulated and measured si i with 2,5 tfiih.

25、当gap=2.5mm时，仿真和测量的 s11示于图11中。评估电缆影响在 s11上的影响，使 用电缆模型仿真的 s11也在同一图中展示。 可以看出，使用电缆模型仿真的 s11和测量值更 加符合。较低频段的带宽仍然是从 2.35到2.5ghz。对于较低频段，测量的带宽是从 5到 6.06ghz,比没有lcd时候（如图6）略窄。lcd在6.5ghz附近产生了一个额外的谐振。o-siihulutiu n w/ cjibli1sim u i niton with enbkmrftmirc-tiic iiljg. 12. simulated and measured fiidiat沁n patterns

26、 using lcd in it and!工胡 plang at (a) 2.44, (b) 52, and (c) 5.k ghz.在使用lcd模型时，模拟和测量的在2.44gz的辐射方向图如图 12a所示。天线在x-z和x-y平面上仍然具有相当的全向辐射方向图。在不使用电缆模型，在5.2和5.8ghz时,图12b和c显示天线在x方向具有很小的方向性。然而，当使用电缆模型时，在这两个频率上的辐射方向图如图12b和c所示，在x-z和x-y平面上都就具有更小的方向性。在使用电缆时的仿真结果稍微贴近测量值。100 nfrequency (ghz)(b)fig. 13. simulated and measured (a) efficiencies and (b) peak gains of antenna with 即 二 2rnm.当gap=2.5,图13表示仿真和测量的效率和最大增益。使用电缆时仿真结果和测量结果非常吻合。在频率为2.44 , 5.2 ,和5.8ghz时，测量效率分别为 66.8% 相应的测量增益分别为1.66 , 4.75