无桥PFC电路说明

1、氮化镓 (GaN) 技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全 GaN 可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选 项打开了大门。连续传导模式 (CCM) 图腾柱 PFC 就是一个得益于 GaN 优点的拓扑。与通常使用的 双升压无桥 PFC 拓扑相比， CCM 图腾柱无桥 PFC 能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同 时又能将峰值效率推升到 95%以上。本文分析了 AC 交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出 了相应的解决方案。一个 750W 图腾柱 PFC 原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全 GaN ，并

2、且展示出性能方面的提升。关键字 GaN ；PFC ；图腾柱；数字控制I.? 简介 当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外 的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。世界信息通信技术 (ICT) 生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的 10% 1 。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗 来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到 40MW 。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆 的 200MW 数据中心正在建设当中。随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效 率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需要对效率进行

3、空前的改进与提升。几乎所有 ICT 生态系统的能耗都转换自 AC 。AC 输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。 下游的 DC/DC 转换器将电压转换为一个隔离式 48V 或 24V 电压，作为电信无线系统的电源，以及 存储器和处理器的内核电压。随着 MOSFET 技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到 大幅提升。自 2007 年生效以来， Energy Star (能源之星) 80 PLUS 效率评价技术规范 2 将针对 AC/DC 整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于 MOSFET 的性能限制，以及与钛金级效率要求有关的重大设计挑战，

4、效率的改进与提升正在变慢。为了达到 96% 的钛金级峰值效率，对于高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应 该达到 % 及以上，对于低压电路，这个值应该不低于%。发展前景最好的拓扑是无桥 PFC 电路，它没有全波 AC 整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。 3 对于不同无桥 PFC 的性能评价进行了很 好的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源开关器件为 MOSFET 或 IGBT 。大多数钛金级 AC/DC 整流器设计使用图 6 中所示的拓扑 3，由两个电路升压组成。每个升压电路在满功率下额 定运行，不过只在一半 AC 线路周期内运行，而在另外周期内处于空闲状态。这样

5、的话， PFC 转换 器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值4。通常情况下，由于 MOSFET 体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱 PFC 无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压 开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数篇论文中已经提到， PFC 效率可以达到 %-99% 。 对于高功率应用来说，多个图腾柱升压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流 纹波。然而，这个方法的缺点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因 此而增加的功率组件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行 在 CCM

6、 下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有 ZVS 的 TM 。通过使用这个方法，可 以同时实现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET 正在逐渐走向成熟， 并且使此类应用成为可能。 Transphorm 公司已经在 APEC 2013 上展示了一款峰值效率达到 99% 的 基于 GaN 的图腾柱 CCM PFC 9 。10-12 还介绍了 GaN 器件出色的开关特性，以及应用优势。为 了更好地理解 GaN 特性，并且进一步解决应用中存在的顾虑，特别是开关频率和交叉电流尖峰问题， 这篇文章讨论了： II. GaN 技术概述、 III. 图腾柱 CCM PFC

7、 控制、 IV. 实验和 V. 结论。II. GaN 技术概述GaN 高电子迁移率晶体管 (HEMT) 首次问世是在 2004 年。 HEMT 结构表现出非同寻常的高电子迁 移率，这个值所表示的是一个 AlGaN 和 GaN 异构表面附近的二维电子气 (2DEG) 。正因如此， GaN HEMT 也被称为异构 FET (HFET) ，或者简单地称为 FET 。基本 GaN 晶体管结构如图 1 中所示 13。 源电极和漏电极穿透 AlGaN 层的顶部，并且接触到下面的 2DEG 。这就在源极和漏极之间形成一个低阻抗路径，而也就自然而然地形成了一个 子被耗尽，晶体管被关闭。增强模式 (E-mode

8、) GaN 晶体管器件使用与 化硅 (SiC) 基板顶部培养一层薄薄的氮化铝GaN 的异构体被先后放置在 AlN 上。源电极与 2DEG 接触，而漏电极与D 模式器件。通过将负电压施加到栅极上， 2DEG 的电D-mode GaN 器件一样的基底工艺，在一个硅 (AlN) 绝缘层。然后，高阻性一步处理在栅极下形成一个耗尽层。图 2 中给出了这个基本结构。要接通 一个正电压。(Si) 或碳GaN 和一个氮化铝镓与GaN 接触。对于栅极的进 FET ，必须在栅极上施加B GaN ，SiC 和 Si 的物理属性比较 一个半导体材料的物理属性决定了终端器件的最终性能。表 1 中显示的是影响器件性能的主

9、要属性。 EG 是带隙能量。 EG的半导体通常被称为宽带隙材料。 EG更大的材料将需要更多的能量来将电子从 其键位上断开，以穿越带隙。它具有更低的泄露电流和更高的温度稳定性。EBR 是临界区域击穿电压，这个电压会直接影响到电离和雪崩击穿电压电平。VS 是饱和速率。峰值电子漂移速率决定了开关频率限值。 是电子迁移率，它与接通电阻成反比。接通电阻与这个参数之间的关系为 ?19 ： 与一个 Si 器件相比，如图 3 的品质因数中所示，碳化硅的接通电阻减少了大约 500 倍，而对于一个 指定尺寸的半导体来说， GaN 的这些值甚至更高。图 3硅、碳化硅和氮化镓理论接通电阻与阻断电压能力之间的关系?16

10、 。过去三十年间，硅 (Si) 在功率应用中占主导地位。但是，随着其性能接近了理论限值，性能方面的 提升也变得十分有限。作为 2 个新兴半导体材料， SiC 和 GaN 看起来似乎是针对未来高性能应用的 极有发展前途的候选材料。C在 FET 模式和二极管模式中运行的 GaN 器件D-mode 和 E-mode GaN FET 的输出特性如图 4 中所示 13 。很明显， D-mode 器件使用起来不太 方便，其原因在于，将一个功率级连接至 DC 输入之前，必须在功率器件上施加一个负偏置电压。 相反地， E-mode GaN FET ，正如 MOSFET ，通常情况下是关闭的，并且对于应用来说更

11、加友好。 然而，常开型 GaN 器件更加易于生产，并且性能要好很多20 。对于一个指定区域或导通电阻， D-mode GaN FET 的栅极电荷和输出电容比 E-mode GaN FET 的少一半。而这在开关电力转换器应用 中具有重大优势。对于高压 GaN 器件来说，大多数供应商正在使用图 5 中所示的，具有共源共栅 LV NMOSFET 结构的 D-mode GaN 。LV NMOS 是一种具有低 Rds-on 和快速反向恢复体二极管的 20V-30V 硅材料 N 沟道 MOSFET 。当把一个正电压施加到 GaN 共源共栅 FET 的漏极与源极之间时， 内部 MOSFET 的Vds在 FE

12、T 关闭时开始上升，进而在 GaN 器件的栅极和源极上形成一个负电压， 从而使 GaN 器件关闭。通常情况下， MOSFET 的 Vds 将保持几伏特的电压，这个电压足够使 GaN 器件保持在关闭状态。当施加栅极电压时， MOSFET 被接通，这使得 MOSFET 的栅极与源极短接， 随后， GaN 器件被接通。在 FET 模式下，一个 GaN 共源共栅 FET 与具有扩展 GaN 电压额定值和 附加 GaN 电阻的集成 MOSFET 的工作方式十分相似。然而， GaN 器件决定了输出电容值，而这个 值远远小于与之相对应的 MOSFET 的 Coss。GaN 器件本身没有体二极管，但是，当反向

13、电流被施 加到 GaN 共源共栅 FET 上时， MOSFET 的体二极管首先导电，而这样实际上就把体二极管的Vf 施加到 GaN 器件的栅极上，随后 GaN 器件被接通。这样的话，低压 FET 的体二极管运行为共源共栅 开关“体二极管 ”。由于 LV MOSFET 的正向压降和 Qrr 比高压 MOSFET 要低，所以这样做还是有其 实际意义的。出色的体二极管运行方式是 GaN 共源共栅 FET 的其中一个主要特性和优势。由于对 GaN 共源共栅 FET 驱动的要求与对于传统 MOSFET 的要求是一样的，在应用采用方面， MOSFET 的直接简易替换也是 GaN 共源共栅 FET 的另外一

14、个优势。共源共栅方法的缺点在于，集成MOSFET 必须在每个开关周期内切换。 GaN 共源共栅 FET 继承了 MOSFET 开关的某些特点，其中 包括大栅极电荷与反向恢复。这些特点限制了 GaN 器件的性能。D 安全 GaN FET 为了克服共源共栅结构的缺点，我们在这里介绍一个全新的安全GaN FET 结构(如图 6 中所示)。这个安全 GaN FET 集成了一个常开型 GaN 器件、一个 LV MOSFET 、一个启动电路和一个用于 GaN 器件的栅极驱动器。 MOSFET 的功能与其在 GaN 共源共栅 FET 结构中的功能一样。它确保常 开型 GaN 器件在 Vcc 偏置电压被施加前

15、关闭。在 Vcc 被施加，并且栅极驱动器建立一个稳定的负偏 置电压后，启动逻辑电路将 MOSFET 打开，并在随后保持接通状态。由于 GaN 器件不具有少数载 子，也就不存在反向恢复，与相对应的 MOSFET 相比， GaN 的栅极电容要少 10 倍，输出电容要低 数倍。安全 GaN FET 完全涵盖了 GaN 所具有的优势。出色的开关特性确保了全新的开关转换器性 能等级。还应指出的一点是，由于安全 GaN FET 内没有实际存在的体二极管，当一个负电流流经GaN FET ，并且在漏极和源极上产生出一个负电压时，这个 GaN 器件的运行方式与二极管一样。 GaN FET 在 Vds 达到特定的

16、阀值时开始反向传导，而这个阀值就是 “体二极管 ”正向压降。正向压降 可以很高，达到数伏特。有必要接通 GaN FET 来减少二极管模式下运行时的传导损耗。III 图腾柱 PFC CCM 控制图腾柱 PFC 是一款不错的测试工具，可以在硬开关模式中对安全 GaN FET 进行评估。图 7 中所示 的是一个常见的图腾柱 PFC 电源电路。 Q3和 Q4是安全 GaN FET ；Q1和Q2是AC 整流器 FET， 它在 AC 线路频率上开关；而 D1 和 D2 是浪涌路径二极管。当 AC 电压被输入，并且 Vac1-Vac2 处于 正周期内， Q2 被接通时， Q4 运行为一个有源开关，而 Q3

17、运行为一个升压二极管。为了减少二极 管的传导损耗， Q4 在同步整流模式中运行。而对于负 AC 输入周期，此电路的运行方式一样，但是 具有交流开关功能。正如在第 II 部分中描述的那样，这个 “体二极管 ”具有一个很明显的正压降。这个 GaN FET 应该在续 流期间被接通。为了实现 CCM 运行，在插入特定的死区时间的同时，有源 FET 和续流 FET 分别在 占空比 D 和 1-D 内开关。如图 8 中所示，在重负载下，电感器电流可以全为正，不过在轻负载情况 下，这个电流可以变为负。特定的负电流对于软开关有所帮助，但是，过高的负电流会导致较大的循环功率和低效率。为了实 现最优效率， GaN

18、 FET 的接通和关闭死区时间需要根据负载和线路情况进行实时控制。由于 GaN FET 输出电容， Coss，不会随 Vds电压的波动而大幅变化，从有源 FET 关闭到续流 FET 接通的死区 时间 Td-on 可以计算为， 在这里， Vo 是 PFC 输出电压，而 IL-peak 是峰值电感器电流。在 CCM 模式下，被定义为续流 FET 关闭到有源 FET 接通的死区时间 Td-off 应该尽可能保持在较小 的水平。如图 9 中所示，当接收到零电流检测 (ZCD) 信号后，相应的 PWM 随之被斩波，以避免出 现一个负电流和循环功率。这样的话， GaN FET 运行为一个理想二极管，这通常

19、被称为理想二极管 仿真 (IDE) 。为了用理想二极管仿真实现 CCM 控制，我们选择的是 UCD3138 ，一款融合数字控制器。这个控制 器块的功能如图 10 中所示。 PFC 的电压环路和电流环路分别由固件和硬件 CLA 执行。通过采用将 ZCD 用作触发信号的一个控制器内部逐周期 (CBC) 硬件，可以实现 IDE 。为了最大限度地减少 AC 输入整流器二极管的传导损耗，如图 7 中的 Q1 和 Q2 所显示的那样，常常 用低 Rds_on ?MOSFET 替换低速整流器二极管。这些 MOSFET 和高速 GaN FET ，Q3和 Q4，根据 AC 电压交叉点检测值，在正负 AC 输入周

20、期之间变换工作状态。这个任务看似简单，但是，为了实 现洁净且平滑的 AC 交叉电流，应该将很多注意事项考虑在内。交叉检测的精度对于保持正确的工 作状态和运行十分重要。这个精度经常受到感测电阻器容差和感测电路滤波器相位延迟的影响。几 伏特的计算错误会导致很大的电流尖峰。为了避免由整流器 FET 提前接通所导致的输入 AC 短路， 必须要有足够的消隐时间让 Q1 和 Q2 关闭，并且应该将这个时间插入到检测到的交叉点上。消隐时 间的典型值大约在 100s至 200s之间。由于 MOSFET 的输出电容， Coss，很明显， Q1和 Q2 上 的电压应该在消隐时间内几乎保持恒定。在互补整流器 FET

21、 被接通前， PFC 保持在之前的运行状态 中，此时，施加到升压电感器上的电压几乎为零，而有源 GaN FET 运行在几乎满占空比状态下。在 这一点上，接通互补整流器 FET ，或者在有源开关和同步开关之间变换GaN FET 的这两个功能，会在升压电感器中形成大电压二次浪涌，并因此导致一个较大的电流尖峰。理论上，在理想 AC 电 压交叉点上同时改变整流器 FET 和 GaN FET 工作状态可以避免电流尖峰，并且保持电流环路的负 反馈，不过，这在实际环境中很难实现。此外，任何由突然状态变化所导致的电流尖峰会干扰电流 环路，并且导致一定的电流振铃级别。 9 建议在交叉点上使用 PFC 软启动。顾

22、虑在于， AC 交叉检 测电路通常具有相位偏移，并且有可能不够精确。过早或过晚的改变状态会导致 AC 线路短路，或 者电流环路正反馈，这会形成电流尖峰。这篇文章内提出的一款全新可靠的控制机制就是为了确保 一个平滑的状态改变。图 11 显示的是状态变化的时序图。输入 AC 线路电压 VAC_L 和中间电压 VAC_N 被分别感测。得出的两个感测到电压的差值被用于AC 电压交叉检测，这实际上是一个差分感测机制。它消除了 Y_Cap 电流对感测精度的影响。 VAC_L -VAC_N 的符号被用来确定输入的正周期和负周期。VAC_L -VAC_N的绝对值与高压线路的 AC 电压交叉阀值V T_H ，以

23、及低压线路的 VT_L 进行比较，以确定 AC 电压是否处于交叉区域内。如果回答是肯定的， 整流器 FET 和升压开关均被关闭，而控制环路的积分器被暂停。当 AC 电压增加，并且存在于交叉 区域内时，相应的整流器 FET 被缓慢接通。通过插入一个适当的值栅极电阻器，可以限制接通速度。在整流器 FET 被接通后，一个短延迟，比如说 20s，在积分器被暂停，并且 PWM 输出被再次启用 前被插入。IV实验为了评估安全 GaN FET 的性能，并验证 CCM 图腾柱 PFC 控制机制，一个运行频率为 140kHz 的 750W PFC 电路被设计成一个测试工具。表 2 中列出了这个电路的主要组件参数

24、。图 12 和图 13 显示的是 D-mode GaN FET 接通和关闭波形。 Vg4 是栅极驱动器信号， Vds 是漏源电 压，而 IL 是升压电感器电流。如这些图中所见， GaN FET 在 dv/dt 的值达到 79V/ns 最大值时的接通时间为 7ns 。可以在开关结束 时观察到大约 10-20V 的振铃。这个振铃由 H 桥跟踪泄露电感和 H 桥输出高频陶瓷电容器的谐振所 导致。在关闭时， Vds 缓慢上升，过冲电压大约为 20V 。 dv/dt 受到 GaN FET 输出电容值的限制。 零 GaN“体二极管 ”正向恢复特性最大限度地减小了电压过冲幅度。图 14 显示的是安全 GaN

25、 FET“ 体二极管 ”正向压降。当 “体二极管 ”传导的电流为时，可以观察到大约 的正向压降。当 GaN 被接通时，根据器件 Rds_on的不同，这个电压减少到数十 mV 范围内。一个用 DC 电流进行的单独测试显示出的正向压降在至之间。为了最大限度地减少 “体二极管 ”传导损耗，有 必要使用一个良好的 SyncFET 控制机制。图 15 中给出了 ST 生产的 Turbo-2 二极管 STTH8R06D ， Cree 生产的 SiC 二极管 C3D04060E ，与 TI 生产的试验安全 GaN 之间的反向恢复比较数据。ST 生产的 Turbo 二极管性能出色，并且在大约 10 年前， SiC 上市时，一直在 PFC 应用领域占主导 地位。ST Turbo 二极管关闭缓慢，但是反向恢复十分明显，而 SiC 二极管具有零反向恢复。无法避 免的电路和器件端子泄露是导致所观察到的振铃的主要原因。TI 的试验 GaN FET 也表现出零反向恢复。由于较大的 Coss，与 SiC 的结电容相比，观察到一个更大的振铃，但是频率较低。振铃是零