第6章x 高频电路

1、第6章模拟调幅、检波与混频电路1. 概述概述. 振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理. 调幅电路调幅电路. 检波电路检波电路. 混频混频. 倍频倍频. 接收机中的自动增益控制电路接收机中的自动增益控制电路. 实例介绍实例介绍.9 章末小结章末小结第第6章章 模拟调幅、检波与混频电路模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路线性频率变换电路)第6章模拟调幅、检波与混频电路26.1 概述概述调制：调制：在发射端将调制信号从低频段变换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用第6章模拟调幅、检波与混频电路3中国移动中国移动TD-SCDMA (TDD)TD-SCDMA (TDD)：1

2、8801920MHz18801920MHz，20102025MHz20102025MHz中国联通中国联通WCDMA (FDD) WCDMA (FDD) ：19201980MHz19201980MHz，21102170MHz21102170MHz中国电信中国电信CDMA2000 (FDD) CDMA2000 (FDD) ：825835MHz825835MHz，870880MHz870880MHz第6章模拟调幅、检波与混频电路46.1 概述概述调制：调制：在发射端将调制信号从低频段变换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用解调：解调：在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段,

3、 恢复原调制信号。 数字数字/模拟模拟调制信号调制信号 / 载波载波 / 已调信号已调信号第6章模拟调幅、检波与混频电路5按照载波波形： 可分为脉冲调制脉冲调制和正弦波调制正弦波调制。脉冲调制是以高频矩形脉冲为载波, 用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量, 分别称为脉幅调制(PAM), 脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。 第6章模拟调幅、检波与混频电路6第6章模拟调幅、检波与混频电路7正弦波调制是以高频正弦波为载波, 用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量, 分别称为调幅(AM)、调频(FM)和调相(PM)。 本章重点内容：1、振幅调制与解调的基本

4、原理2、振幅调制与解调有关电路组成第6章模拟调幅、检波与混频电路8振幅调制主要有以下几种方式振幅调制主要有以下几种方式普通调幅（ Amplitude Modulation , AM）双边带调幅（Double Side-Band AM, DSB-SC AM ）单边带调幅（Single Side-Band AM, SSB AM）残边带调幅（Vestigial Side-Band AM, VSB AM）正交调幅（Quadrature Amplitude Modulation , QAM）6.2 振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理第6章模拟调幅、检波与混频电路96.2.1普通调幅方式普通调幅方式 普

5、通调幅方式是用低频调制信号去控制高频正弦波(载波)的振幅, 使其随调制信号波形的变化而呈线性变化。 第6章模拟调幅、检波与混频电路101. 普通调幅信号的表达式、普通调幅信号的表达式、 波形、波形、 频谱、带宽频谱、带宽 设载波载波为uc(t)=Ucmcosct调制信号调制信号为单频信号，u(t)=Umcost (c) 则普通调幅信号普通调幅信号为: 其中k为比例系数，调幅指数调幅指数 0Ma1 (6.2.1),cmmaUUkM( )(cos)cos(1cos)cosAMcmmccmacutUkUttUMtt第6章模拟调幅、检波与混频电路11图6.2.1(a)给出了u(t), u c(t)和u

6、AM(t)的波形图。Um0u(t)tUcmuc(t)uAM(t)UmaxUminUcm0包络tt0c00ccc(a)(b)0包络：信号振幅各峰值点的连线第6章模拟调幅、检波与混频电路12从图中并结合式(6.2.1)可以看出：1. 普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUmcost相加而成2. 普通调幅信号的包络完全反映了调制信号的变化。3. 可得到调幅指数Ma的表达式:cmcmcmcmaUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax（6.2.2）( )(cos)cos(1cos)cosAMcmmccmacutUkUttUMtt第6章模拟调幅、检波与混频电路13当Ma1时,

7、普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图6.2.2所示。所以, 普通调幅要求Ma必须不大于1。图 6.2.2 过调制波形uAM(t)0t第6章模拟调幅、检波与混频电路14式(6.2.1)又可以写成 uAM(t)的频谱包括了三个频率分量： c(载波)、 c+(上边频)和c - (下边频)。普通调幅将调制信号频谱搬移到了载频的左右两旁普通调幅信号的频带宽度是2(或2F), 是原调制信号的两倍( )coscos()cos() 2acmAMcmcccM UutUttt第6章模拟调幅、检波与混频电路15Um0u(t)tUcmuc(t)uAM(t)UmaxUminUcm0

8、包络tt0c00ccc(a)(b)0第6章模拟调幅、检波与混频电路16非周期调制信号u(t)的频谱：连续频谱, 假设其频率范围是minmax 如果载频是c, 则这时的普通调幅信号可看成是调制信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加, 各对上、下边频的迭加组成了上、 下边带, 相应的波形和频谱如图6.2.3所示。可见, 这时普通调幅信号的包络仍然反映了调制信号的变化, 上边带与下边带呈对称状分别置于载频的两旁, 且都是调制信号频谱的线性搬移, 上、 下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同, 总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍, 即BW=2max。 第6章模拟调幅、检波与混频电路17图 6.2.3

9、一般调幅信号的波形与频谱 u(t)cmaxcmax0ttmaxminuAM(t)0ccmincminBW第6章模拟调幅、检波与混频电路18 2 普通调幅信号的产生和解调方法普通调幅信号的产生和解调方法(1) 调制调制 式(6.2.1)可以改写如下： 由上式可见, 将调制信号与直流相加后, 再与载波信号相乘, 即可实现普通调幅。图6.2.4给出了相应的原理方框图。111( )(cos)cos(1cos)cos( )( )AMcmmcmcmccmckutUkUttkUt UtUkutu t 1cmkkU第6章模拟调幅、检波与混频电路19u(t)直流电平uAM(t)uc(t)111( )( )( )

10、AMckutkutu t图 6.2.4 低电平调幅原理图 由于乘法器输出信号电平不太高, 所以这种方法称为低电平调幅低电平调幅第6章模拟调幅、检波与混频电路20uc(t)UBB UCC0uUCC(t)LCuo(t)第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。由于功放的输出电压很高, 故这种方法称为高电平调幅高电平调幅。 uc(t)UBB0uUBB(t)LCuo(t)UCC第6章模拟调幅、检波与混频电路21(2) 解调解调普通调幅信号的解调方法有两种, 即包络检波包络检波和同步检波同步检波。 (a) 包络检波。 利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点, 如能将

11、包络提取出来, 就可以恢复原来的调制信号。这就是包络检波的原理。 第6章模拟调幅、检波与混频电路22设输入普通调幅信号将调幅信号作为非线性器件（晶体二极管或晶体三极管）的输入，且令非线性器件工作在开关状态开关状态，则其特性可以由单向开关函数（第5章第5.3节式(5.3.5)）来表示非线性器件输出电流为:111( )( )()12(1cos)cos( 1)cos(21)2(21)oAMcncmaccni tgut KtgUMttntn(6.2.7)g是非线性器件伏安特性曲线斜率。( )(1cos)cosAMcmacutUMtt第6章模拟调幅、检波与混频电路23可见io中含有直流, , c, c以

12、及其它许多组合频率分量, 其中的直流和低频分量是用低通滤波器取出io中这一低频分量, 滤除c-及其以上的高频分量, 同时用隔直流电容滤除直流分量, 就可以恢复与原调制信号u(t)成正比的单频信号了。 1(1cos)cmagUMt第6章模拟调幅、检波与混频电路24图6.2.5给出了包络检波的原理图。 非 线 性 器 件低 通 滤 波 器u(t)uAM(t)图 6.2.5 包络检波原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电路25 (2) 同步检波。 同步检波可由乘法器乘法器和低通滤波器低通滤波器实现, 其原理见图6.2.6。同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号, 称为同步信号同

13、步信号。图 6.2.6 同步检波原理图 ur(t)uAM(t)u(t)低 通滤 波 器第6章模拟调幅、检波与混频电路26设输入普通调幅信号 乘法器另一输入同步信号为:0222( )( )( )(1cos)cosAMrcmrmacu tk ut u tk U UMtt2)2cos(2)2cos(2coscos122tMtMttMUUkcacacarmcm则乘法器输出为:( )(1cos)cosAMcmacutUMtt( )cosrrmcu tUt可见, 输出信号中含有直流, , 2c, 2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢复原调制信号。第6章模拟调幅、检波与混

14、频电路27如果同步信号与发射端载波同频不同相, 有一相位差, 即则乘法器输出中的分量为 k2UcmUrmMacoscost 若若是一常数是一常数：即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定, 则解调出来的分量仍与原调制信号成正比, 只不过振幅有所减小。（当然90, 否则cos=0, 分量也就为零）若若是随时间变化的是随时间变化的: 即同步信号与发射端载波之间的相位差不稳定, 则解调出来的分量就不能正确反映调制信号了。 ( )cos()rrmcu tUt第6章模拟调幅、检波与混频电路28 由式(6.2.3)可以看到, 若单频调幅信号加在负载R上, 则载频分量产生的平均功率为:RUPcmc221c

15、acmaSBPMUMRP2241221caSBcavPMPPP22112两个边频分量产生的平均功率相同, 均为: 调幅信号总平均功率为:(6.2.4)(6.2.5)(6.2.6)3. 普通调幅的功率普通调幅的功率( )coscos()cos() 2acmAMcmcccM UutUttt第6章模拟调幅、检波与混频电路29 由于被传送的调制信息只存在于边频分量而不在载频分量中, 所以从式(6.2.6)可知, 携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma1)。 在实际系统中, 平均调幅指数很小, 所以边频功率占的比例更小, 功率利用率更低。 为了提高功率利用率, 可以只发送两个边频分量而不发

16、送载频分量, 或者进一步仅发送其中一个边频分量, 同样可以将调制信息包含在调幅信号中。 这两种调幅方式分别称为抑制载波的双边带调幅(简称双边带调幅)和抑制载波的单边带调幅(简称单边带调幅), 在以下两小节将分别给予介绍。 第6章模拟调幅、检波与混频电路30 6.2.2双边带调幅方式双边带调幅方式 1 双边带调幅信号的特点双边带调幅信号的特点设载波为uc(t)=Ucmcosct单频调制信号为u(t)=Um cost (c)则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct = cos (c+)t+cos (c-)t 其中k为比例系数。 2cmmUkU(6.

17、2.10)第6章模拟调幅、检波与混频电路31可见双边带调幅信号中仅包含两个边频, 无载频分量, 其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。 图6.2.7显示了单频调制双边带调幅信号的有关波形与频谱图。 第6章模拟调幅、检波与混频电路32图 6.2.7 双边带调幅波形与频谱 (a)(b)u(t)uc(t)0uDSB(t)00ttt000ccc第6章模拟调幅、检波与混频电路33需要注意的是：双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化。而且，由式(6.2.10)可以看到：在调制信号正半周, cost为正值, 双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；在调制信号负半周, cost为负值,

18、 uDSB(t)与uc(t)反相。所以, 调制信号uDSB(t)包络波形过零点处（u(t)正负半周交界处）的高频相位有180的突变第6章模拟调幅、检波与混频电路34 2. 双边带调幅信号的产生与解调方法双边带调幅信号的产生与解调方法 由式(6.2.10)可以看出, 产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。 由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号, 所以包络检波法不适用, 而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。第6章模拟调幅、检波与混频电路35 设双边带调幅信号如式(6.2.10)所示, 同步信号为ur(t)=Urmcosct, 则乘法器输出为:tttUUkUkttU

19、UkUktutuktucccmmrmccmmrmrDSBo)2cos(21)2cos(21cos2coscos)()()(2222其中k2是乘法器增益。用低通滤波器取出低频分量, 即可实现解调。 与普通调幅信号同步检波不同之处在于, 乘法器输出频率分量有所减少。(6.2.11)第6章模拟调幅、检波与混频电路36将式(6.2.10)所示双边带信号取平方则可以得到频率为2c的分量, 然后经二分频电路, 就可以得到c分量。 这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。 ( )cos()cos() 2mcmDSBcckUUuttt双边带提取同步信号双边带提取同步信号-平方法平方法第6章模拟调幅、检波

20、与混频电路37振幅调制主要有以下几种方式振幅调制主要有以下几种方式普通调幅（ Amplitude Modulation , AM）双边带调幅（Double Side-Band AM, DSB-SC AM ）单边带调幅（Single Side-Band AM, SSB AM）残边带调幅（Vestigial Side-Band AM, VSB AM）正交调幅（Quadrature Amplitude Modulation , QAM）第6章模拟调幅、检波与混频电路38 6.2.36.2.3单边带调幅方式单边带调幅方式单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例, 则单频调制单边带

21、调幅信号为：tUkUtuccmmSSB)cos(2)(6.2.12)由上式可见, 单频调制单边带调幅信号是一个角频率为c+的单频正弦波信号。 波形：波形：比较复杂，其包络已不能反映调制信号的变化。带宽：带宽：与调制信号带宽相同, 是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。 第6章模拟调幅、检波与混频电路391 1 滤波法滤波法这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点, 先产生双边带调幅信号, 再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。滤波法原理见图6.2.8。 产生单边带调幅信号的方法主要有:滤波法相移法相移滤波法第6章模拟调幅、检波与混频电路40图 6.2.8 滤波法原理 uc(t)u(t)带 通滤

22、波 器uDSB(t)uSSB(t)缺点：设计滤波器较困难缺点：设计滤波器较困难若对于频谱范围为minmax的一般调制信号, 如min很小, 则上、下两个边带相隔很近, 用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。 第6章模拟调幅、检波与混频电路41若调制信号频率范围为FminFmax, 则上下边带间隔为2Fmin。如果要求滤波器取出一个边带而滤除另一个边带, 则过渡带过渡带宽度宽度就是2Fmin。 第6章模拟调幅、检波与混频电路422 2 相移法相移法原理：原理：基于单边带调幅信号的时域表达式。 式(6.2.12)所示单频单边带调幅信号可写成:用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相

23、移90, 成为sint和sinct, 然后进行相乘和相减, 就可以实现单边带调幅, 如图6.2.9所示。 )sinsincos(cos2)(ttttUkUtucccmmSSB(6.2.13)第6章模拟调幅、检波与混频电路43图 6.2.9 相移法原理 UcmUmsinct sint90相移器90相移器UmsintUcmsinctuc Ucmcosctu Umcos tuSSB(t)UcmUmcosct cost第6章模拟调幅、检波与混频电路44相移法的缺点：较难实现宽带信号的相移相移法的缺点：较难实现宽带信号的相移对单频信号进行90相移比较简单, 但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行

24、90相移, 要保证其中每个频率分量都准确相移90是很困难的。 第6章模拟调幅、检波与混频电路45 3 . 3 . 相移滤波法相移滤波法滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。相移法的困难在于宽带90相移器的设计, 而单频90相移器的设计比较简单。 结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法, 其原理图见图6.2.10。 相移滤波法相移滤波法的关键在于将载频c分成1和2两部分, 其中1是略高于max的低频, 2是高频, 即c=1+2, 12。现仍以单频调制信号为例说明此法的原理。为简化起见, 图6.2.10中各信号的振幅均表示为1。第6章模拟调幅、检波与混频电路46图 6.2.10 相

25、移滤波法原理 u3 cost cost低 通滤波器u5 cos()t低 频振荡器u1 cost90相移网络低 通滤波器tu11sinu4 cost sintu cos tu2 costtu22sinu6 sin()tu7 cos2t cos()tu8 sin2t sin()tuo cos(1)t90相移网络高 频振荡器第6章模拟调幅、检波与混频电路47由于由于1 12re) (6.3.7) 将式（6.3.7）代入式（6.3.3），得到当ux小于26 mV时， 65()2212oCCcccyxxyyTyTzuiiR thRRu thuu uRUR U(6.3.8) 656565()()()/2y

26、eCCRyeCCCCyur iii Rr iiiiR第6章模拟调幅、检波与混频电路81令、 脚短路当ux、uy均小于26 mV时yxcTouuRUIu2021、 脚之间接入负反馈电阻Ry当ux小于26 mV时coxyyTRuu uR U根据以上分析可知，加入负反馈电阻Ry以后，uy的动态范围可以扩大，但ux的幅度大小仍受限制。第6章模拟调幅、检波与混频电路82 MC1495是在MC1496中增加了X通道线性补偿网络, 使X通道输入动态范围增大。 MC1494是以MC1495为基础, 增加了电压调整器和输出电流放大器 MC1495和MC1494分别作为第一代和第二代模拟乘法器的典型产品, 线性度

27、很好, 既可用于乘、 除等模拟运算, 也可用于调制、 解调等频率变换, 缺点是工作频率不高。 第6章模拟调幅、检波与混频电路83MC1496工作频率高, 常用作调制、 解调和混频。 X通道：作为载波或本振的输入端Y通道：调制信号或已调波信号的输入端当X通道输入是小信号(小于26 mV)时, 输出信号是X、 Y通道输入信号的线性乘积； 当X通道输入是频率为c的单频很大信号时(大于260 mV), 根据双差分模拟乘法器原理（可参看例5.4），输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ct)的乘积。两种情况均可实现调幅。 第6章模拟调幅、检波与混频电路842. 2. 模拟乘法器调幅电路模拟乘法器

28、调幅电路图6.3.4是用MC1496组成的普通调幅电路。由图可知： X通道两输入端、10脚直流电位均为6 V, 可作为载波输入通道；Y通道两输入端、脚之间外接有调零电路, 可通过调节50k电位器使脚电位比脚高UY, 调制信号u(t)与直流电压UY迭加后输入Y通道。调节电位器可改变调制指数Ma。输出端、12脚外应接调谐于载频的带通滤波器。、脚之间外接Y通道负反馈电阻。 第6章模拟调幅、检波与混频电路85图 6.3.4 MC1496组成的普通调幅或双边带调幅电路 1 kMC149651515175050 k7500.1 uc(t)载波u(t)调制信号Ma值调节8 V6.8 k1 k0.1 1 k3

29、.9 k3.9 k12 V0.1 uAM(t)信号输出(或 uDSB)2368101414512第6章模拟调幅、检波与混频电路86采用图6.3.4的电路也可以组成双边带调幅电路, 区别在于调节电位器的目的是为了使Y通道、 脚之间的直流电位差为零, 即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流, 便于调零准确, 可加大两个750 电阻的阻值, 比如各增大10k。 第6章模拟调幅、检波与混频电路87例例 6.26.2 已知调制信号u(t)的频谱范围为300Hz4000 Hz, 载频为560kHz。现采用MC1496进行普通调幅, 载波信号和调制信号分别从X、Y通道输入。若X通道输入是

30、小信号, 输出uo(t)=k1uxuy；若X通道输入是很大信号, uo(t)=k2uyK2(ct)。分析这两种情况的输出频谱。 解：解：由于是普通调幅, 故输入调制信号应迭加在一直流电压UY上, 即uy(t)=UY+u(t),显然, 为使调制指数不大于1, UY应不小于u(t)的最大振幅。令ux(t)=cosct, 则当ux(t)是小信号时,uo(t)=k1(UY+u)cosct = k1UYtuUcYcos)11 (第6章模拟调幅、检波与混频电路88当ux(t)是很大信号时, uo(t)=k2(UY+u)K2(ct)根据第5.3节的分析, 在前一种情况, uo的频谱应为c和c , 其中是u的

31、全部频谱, 如图例6.2(a)所示, 显然这是普通调幅信号频谱。由于fc=560 kHz, Fmax=4kHz, fcFmax, 所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频谱而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。由上面的分析可知, 虽然两种情况下的输出频谱不一样, 但经过带通滤波后的频谱就一样了。但是, 在有些情况下就很难甚至不可能完全滤除无用频率分量。第6章模拟调幅、检波与混频电路89图例6.2 ccc(a)(b)ccccccccc第6章模拟调幅、检波与混频电路906.4.16.4.1包络检波包络检波 6.4 6.4 检波电路检波电路非 线 性 器 件低 通 滤 波 器u(t)

32、uAM(t) 包络检波原理图 111( )( )()12(1cos)cos( 1)cos(21)2(21)oAMcncmaccni tgut KtgUMttntng是非线性器件伏安特性曲线斜率。将调幅信号作为非线性器件（晶体二极管或晶体三极管）的输入，且令非线性器件工作在开关状态开关状态。非线性器件输出电流为:第6章模拟调幅、检波与混频电路916.4.16.4.1包络检波包络检波 6.4 6.4 检波电路检波电路uiiCRuoiciR 二极管峰值包络检波器 三极管包络检波器 uiRUCCCuo非 线 性 器 件低 通 滤 波 器u(t)uAM(t) 包络检波原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电

33、路92 二极管峰值包络检波器 二极管峰值包络检波器电路组成：前级输入（通常为调谐在载频的高Q值谐振回路）检波二极管检波负载电路（RC低通滤波器 + 负载）ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)uiiCRuoiciR第6章模拟调幅、检波与混频电路931. 1. 工作原理工作原理主要工作条件：大信号（输入信号大于主要工作条件：大信号（输入信号大于0.5V0.5V）以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。 由图6.4.1可见, 加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导

34、通电压为零, 且伏安特性为:000)(uuugtiD第6章模拟调幅、检波与混频电路94此电路的两个特点： 二极管导通与否, 不仅与输入电压ui有关, 还取决于输出电压uo, 即输出信号有反馈作用。 二极管导通时, 电容充电, 充电时间常数为rdC； 二极管截止时, 电容放电, 放电时间常数为RC。由于二极管导通电阻rd很小, 因此一般有rdCRC。 由于充放电过程交替进行, 因此uo波形呈锯齿状变化。第6章模拟调幅、检波与混频电路95图 6.4.2 二极管峰值包络检波器的包络检波波形 图6.4.2说明uo波形的变化过程。At0t1t2t3t4t5t6t7t8t9uiuoBCDEFGHIJ包络t

35、第6章模拟调幅、检波与混频电路96由于充放电过程交替进行, 因此uo波形呈锯齿状变化。可以归纳出以下几条规律: (1) 由于rdCRC, 故uo上升快, 下降慢。 (2) 除了起始几个周期外, 二极管导通时间均在输入高频振荡信号的峰值附近, 如t4t5,t6t7, , 且时间很短, 或者说, 其导通角很小。 (3) 高频振荡信号的频率与调制信号的频率相差越大，二者的周期也相差越大，则uo锯齿状波形与调幅信号包络形状就越接近，失真就越小。 (4) 导通角越小, uo曲线与ui的包络线越接近。若趋近于0, 则uo曲线就几乎完全反映了ui的包络线即调制信号波形, 此时检波效率最高, 失真最小。第6章

36、模拟调幅、检波与混频电路97当ui是等幅正弦波时,即ui =Uim cosct时, uo应为电平为Uo的直流电压, 检波效率d可写成 1imodUU1)检波效率d定义：uo中低频分量振幅与ui中调制分量振幅的比值。计算公式：当ui是单频调幅波时, 即ui=Uim(1+Ma cost) cosct时,uo中的低频分量为Uom cost, 检波效率d可写成1imaomdUMU(6.4.1) 2. 2. 性能指标性能指标第6章模拟调幅、检波与混频电路98当很小时, 33Dg R 由式(6.4.2)和(6.4.1)可知, 仅当gD为常数时, 才为常数, d也才为常数, 此时输出信号振幅Uom与调制信号

37、振幅MaUim近似成线性关系。由于仅在大信号工作时, 二极管的导通电压才可以忽略， 这时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数, 因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。 (6.4.2)利用折线函数分析法, 可以求得检波效率的近似表达式： cosdgD或R越大, 则越小, d越大。第6章模拟调幅、检波与混频电路99其中Uim是输入载波的振幅, I1m检波器电流基频分量的振幅。检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻。 检波器的瞬时输入电阻是变化的二极管在大部分时间截止状态, 在输入高频信号的峰值附近导通2) 等效输入电阻Ri mimiIUR1(6.4.3)检波器相当

38、于前级（通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路）的负载。 为了研究检波器对前级谐振回路的影响, 故定义检波器等效输入电阻 第6章模拟调幅、检波与混频电路100利用功率守恒的原理：检波器输入功率为 输出功率为 若忽略二极管上的功率损耗, 则输入功率应与输出功率相等, 考虑到d1, 由此可得：（6.4.4）RRi21iimRU221RURUimd220)(第6章模拟调幅、检波与混频电路1013) 惰性失真 在调幅波包络线下降部分, 若电容放电速度过慢, 导致uo的下降速率比包络线的下降速率慢, 则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压, 二极管不能导通, 造成uo波形与包络线的失真。 0u

39、i包络uot1t2t图 6.4.3 惰性失真波形图 第6章模拟调幅、检波与混频电路1023) 惰性失真 由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性, 故称为惰性失真。要避免惰性失真, 就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。 0ui包络uot1t2t图 6.4.3 惰性失真波形图 第6章模拟调幅、检波与混频电路103单频调幅波的包络线表达式为：us(t)=Uim(1+Macost)tMUdttduaimssin)(其下降速率为：第6章模拟调幅、检波与混频电路104RuiicRccccduuiCdtR 因为电容通过R放电时, 电容电流与电阻电流相同, 即:ccu

40、RCdtdu1 所以电容电压的减小速率第6章模拟调幅、检波与混频电路105 在开始放电时刻, 电容电压uc可近似视为包络电压us, 故避免惰性失真的不等式为: 1cssduduudtRCdt即tMUtMURCaimaimsin)cos1 (1上式又可写成:1cos1sin)(tMtRCMtfaa第6章模拟调幅、检波与混频电路106分析可知，f(t)在aMtcos此时有极大值，此时不等式的解为aaMMRC21上式即为避免惰性失真应该满足的条件。可见, 调幅指数越大, 调制信号的频率越高, 时间常数RC的允许值越小。11,ccRRCC或此外，电容C对载频信号应近似短路（滤除载频及其以上频率分量），

41、故有：第6章模拟调幅、检波与混频电路1074) 底部切割失真检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号需用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载RL, 如图6.4.4(a)所示。 ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)第6章模拟调幅、检波与混频电路108为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路, 要求耦合电容Cc的容抗远远小于RL, 所以Cc的值很大。这样, uo中的直流分量几乎都落在Cc上, 这个直流分量的大小近似为输

42、入载波的振幅Uim。所以Cc可等效为一个电压为Uim的直流电压源。 此电压源在R上的分压为：imLRURRRU第6章模拟调幅、检波与混频电路109ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)检波器处于稳定工作时, 其输出端R上将存在一个固定电压UR。当输入调幅波ui(t)的值小于UR时, 二极管将会截止。 也就是说, 电平小于UR的包络线不能被提取出来, 出现了失真, 如图6.4.4(b)、(c)所示。第6章模拟调幅、检波与混频电路110由图6.4.4(b)可以看出, 调幅信号的最小振幅或包络线

43、的最小电平为Uim(1-Ma), 所以, 要避免底部切割失真, 必须使包络线的最小电平大于或等于UR, 即:imLaimURRRMU)1 (RRRRRMLLa（6.4.6）其中R指RL与R的并联值, 即检波器的交流负载。式(6.4.6)即为避免底部切割失真应该满足的要求。由此式可以看出, 交流负载R与直流负载R越接近, 可允许的调幅指数越大。第6章模拟调幅、检波与混频电路111在实际电路中, 有两种措施可减小交直流负载之间的差别。 一、在检波器与下一级电路之间插入一级射随器, 即增大RL的值。二、采用图6.4.5所示的改进电路, 将检波器直流负载R分成R1和R2两部分。uiCCcR1R2RL第

44、6章模拟调幅、检波与混频电路112在直流负载不变的情况下, 改进电路的交流负载为： 比原电路增大。通常以免分压过大使输出到后级的信号减小过多。 LLRRRRR221, 2 . 01 . 021RRuiCCcR1R2RLCc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上, 即满足:min1LcRC第6章模拟调幅、检波与混频电路113二极管二极管 峰值包络检波器参数设计峰值包络检波器参数设计为了使二极管峰值包络检波器能正常工作避免两种失真必须根据输入调幅信号的工作频率与调幅指数以及实际负载RL, 正确选择二极管和R、C、Cc的值。 例例 6.36.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz, 调制信号频

45、率范围为300 Hz3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 k, 如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数?第6章模拟调幅、检波与混频电路114 解解： 一般可按以下步骤进行: 1) 检波二极管通常选正向电阻小(500 以下)、 反向电阻大(500k以上)、结电容小的点接触型锗二极管, 注意最高工作频率应满足要求。 2) RC时间常数应同时满足以下两个条件: 电容C对载频信号应近似短路（滤除载频及其以上频率分量）,故应有 通常取 ; 为避免惰性失真,应有 。代入已知条件, 可得(1.73.4)10-6RC0.1510-3,1,1ccRCRC或cRC105max21aaM

46、MRC第6章模拟调幅、检波与混频电路115 3) 设 , 则 。 为避免底部切割失真, 应有Ma R/R , 其中R=R1+R2RL/(R2+RL)。代入已知条件, 可得R63 k。因为检波器的输入电阻Ri不应太小, 而Ri=R/2, 所以R不能太小。取R=6k, 另取C=0.01F, 这样, RC=0.0610-3, 满足上一步对时间常数的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 2 . 021RR65,621RRRR第6章模拟调幅、检波与混频电路116 4) Cc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上, 即满足: LCRCmin1或min1LcRC取Cc=4.7F第6章模拟调幅、检波

47、与混频电路1176.4.26.4.2同步检波电路同步检波电路 图6.4.7是用MC1496组成的同步检波电路。普通调幅信号或双边带调幅信号经耦合电容后从Y通道、脚输入,同步信号ur从X通道、10脚输入。12脚单端输出后经RC的型低通滤波器取出调制信号uo。 此电路的输入同步信号可以是小信号, 也可以是很大信号, 分析方法与用作调幅电路时一样。 第6章模拟调幅、检波与混频电路118图 6.4.7 MC1496组成的同步检波电路 MC14961 k1.3 k0.1510.11 k0.1uruAM(或 uDSB)1 k8200.110010 k0.0053 k0.005 1 k3 k0.0051 1

48、2 VuoRL10 k2381014612145第6章模拟调幅、检波与混频电路119同步检波电路 比包络检波电路复杂 需要一个同步信号 检波线性性好 不存在惰性失真和底部切割失真问题。第6章模拟调幅、检波与混频电路120音 频 或视 频 信 号音 频 或视 频 放 大调 制高 频功 放高 频放 大混 频中 频放 大解 调音 频 或视 频 功 放本 地振 荡高 频 放 大倍 频高 频振 荡6.5 混混 频频混频电路：作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频(一般称为中频)的高频已调波信号, 而保持其调制规律不变。设计和制作增益高, 选择性好的中频放大器也比较容易。例：超外差式广播接

49、收机, 把载频位于535kHz1605kHz中波波段的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号第6章模拟调幅、检波与混频电路1216.5.16.5.1混频原理及特点混频原理及特点输入：载频为fc的高频已调波信号us(t)频率为fL的本地正弦波信号(称为本振信号)uL(t)输出：中频为fI的已调波信号uI(t)。通常取fI=fL-fc。非线性器 件带 通滤波器本 地振荡器us(t)uI(t)uL(t)图 6.5.1 混频电路原理图 高中频高中频低中频低中频中频滤波器中频滤波器 第6章模拟调幅、检波与混频电路122以输入是普通调幅信号为例：若us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct, 本振信号为uL(t)=ULmcos2fLt, 则输出中频调幅信号为uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。fcfL(a)(b)ffI fL fcf混频前混频后1、调幅信号频谱从中心频率为fc处平移到中心频率为fI处2、频谱宽度不变, 包络形状不变。第6章模拟调幅、检波与混频电路123第6章模拟调幅、检波与混频电路124混频电路与调幅、检波电路同属于线性频率变换电路线性频率变换电路它有两个明显不同的特点: 混频电路的输入输出均为高频已调波信号。 调幅电路：将低频调制信号搬移到高频段检波电路：将高频已调波信号搬移到低