第六章上行信道系统

1、第六章双向第六章双向HFCHFC网络中的上行网络中的上行信道系统信道系统陈 柏 年 20072007年年8 8月月26.1概述概述 HFC宽带接入网的实现主要因素宽带接入网的实现主要因素：取决于对HFC网络的上行信道传输能力的开发程度。 开发开发HFC网络上行信道系统注意问题网络上行信道系统注意问题：既不要过既不要过度夸大上行信道噪声的影响，也不要认为侵入噪度夸大上行信道噪声的影响，也不要认为侵入噪声无关紧要。声无关紧要。 实践证明实践证明：只要按照一定的规范去开发，做扎实的工作，HFC网络完全可以建设成为一个宽带接入网络，从而满足用户对宽带通信的需求。3HFC网络相关标准网络相关标准 GY/

2、T121-1995 有线电视系统测量方法 GY/T131-1997 有线电视网中光链路系统技术要求和测量方法 GY/T106-1999 有线电视广播系统技术规范 GY/T 143-2000 有线电视系统调幅激光发送机和接收机入网技术条件和测量方法 GY/T180-2001 HFC 网络上行传输物理通道技术规范 2003.7 有线广播电视网改造指导意见 2003.7 有线数字电视频道配置指导性意见 GB 50200-1994 有线电视系统工程技术规范 GB/T17786-1999 有线电视频率配置46.2上行系统工作特点及相关参数上行系统工作特点及相关参数6.2.1上行系统基本组成（以一个光节点

3、为例）上行系统基本组成（以一个光节点为例）56.2.2上行系统回传信号特点上行系统回传信号特点 上行传输方式上行传输方式：多点对一点。 上行传输过程上行传输过程：从用户的Cable Modem（CM）和机顶盒（STB）的RF发射机通过同轴电缆、上行RF放大器及各种同轴无源器件向光节点站（光站）发射已调制（数字信号）的RF信号，RF信号在光站中对上行光发射机进行调制，变换为光信号通过上行光纤传输回前端（中心），由上行光接收机接收后变换成RF信号送到电缆调制解调器前端系统（CMTS）进行数字处理。 上行传输特点上行传输特点：上行系统中从任何支路或任何用户引入的噪声会降低所有支路和所有用户的回传性能

4、。66.2.3上行系统的频谱分配上行系统的频谱分配 上行频谱资源规划遵循标准上行频谱资源规划遵循标准： 符合GB/T 65101996电视和声音信号的电缆分配系统、GB502001996有线电视系统工程技术规范和GY/T 1061999有线电视广播系统技术规范的有关规定。 在频率设置上应尽可能与国际电联ITU-TJ.112标准、国际电工委员会IEC-60728-10标准接轨。 GY/T 1061999规定我国有线电视上行频率为565MHz范围。7HFC全业务的上行频谱分配全业务的上行频谱分配8波段频率范围(MHz)业务内容R5 65上行业务X65 87过渡带FM87 108广播业务A110 1

5、000模拟及数字电视,数据业务下行业务有线电视网络的频率的规划有线电视网络的频率的规划9我国HFC上行传输通道波段划分 波段频率范围（MHz）业务内容传输媒质条件 Ra5.020.2 上行窄带数据业务、网络管理(上行) 共缆 Rb20.258.6 上行宽带数据业务共缆 Rc58.665.0 上行窄带数据业务、网络管理(上行) 共缆 10上行频道上行频道RF传输特性传输特性参数参数规定值规定值Euro DOCSIS V1. .1DVB-C/DAVIC传输时延（传输时延（ms）0.8（通常更小）载噪比（载噪比（dB）2222载干功率比（载干功率比（dB）2222载波干扰比（载波干扰比（dB）222

6、2载波交流声比（载波交流声比（%）7（-23dBc）7（-23dBc）频率响应频率响应5-65MHz：2.5dB/2 MHz5-65MHz：2.5dB/2 MHz群延时波动群延时波动5-65MHz：300ns/2 MHz5-65MHz：300ns/2 MHz微反射微反射单回波单回波-10dBc0.5s回波比15%-20dBc1.0s-30dBc 1.0s突发噪声突发噪声在1kHz平均速率时：10s信号电平变化（信号电平变化（dB）1211序号序号项目项目 技术指标技术指标1、标称系统特性阻抗（） 752、上行通道频率范围（MHz） 5653、标称上行端口输入电平（dBV）100（此电平为设计标

7、称值，并非设备实际工作电平）4、上行传输路由增益差（dB）105、上行通道频率响应（dB）（1）107.4 MHz61.8 MHz（2）1.57.4 MHz61.8 MHz任意3.2 MHz范围内6、上行最大过载电平（dBV）1127、载波/汇集噪声比（dB）（1） 20（Ra波段）（2）26（Rb、Rc波段）8、上行通道传输延时（s）8009、回波值（%）1010、上行通道群延时（ns）300（任意3.2 MHz范围内）11、信号交流声调制比（%）712、用户端口噪声抑制能力（dB）4013、通道串扰抑制比（dB）54我国上行传输通道主要技术要求12HFC网的上行系统136.2.4HFC上行

8、系统的噪声汇聚现象上行系统的噪声汇聚现象汇聚噪声或汇聚噪声或“漏斗噪声漏斗噪声”： 由于由于HFC网络反向网络反向同轴部分的同轴部分的“漏斗效应漏斗效应”，各用户室内和沿线的，各用户室内和沿线的噪声沿上行通道汇集到光节点所形成的噪声噪声沿上行通道汇集到光节点所形成的噪声。汇聚噪声的危害汇聚噪声的危害：光节点的“漏斗噪声”加上各上行光链路的噪声传输回到前端（或中心），对整个上行系统的载噪比产生极大的损伤。14汇聚噪声电平的计算汇聚噪声电平的计算 设反向总带宽为60MHz，光节点内共有M=32台放大器，反向放大器F=10dB，求32台反向放大器汇聚到光节点总的热噪声功率=？ 解：60MHz带宽内总

9、热噪声功率带宽内总热噪声功率=-62.5+10lg（60106）=-62.5+17.8+60=15. 3dBV 单台反向放大器热噪声功率单台反向放大器热噪声功率=15.3+F=10=25.3dB V 由于“漏斗效应漏斗效应”引起的热噪声符合功率叠加规则引起的热噪声符合功率叠加规则，所以 32台反向放大器汇聚到光节点总的热噪声功率台反向放大器汇聚到光节点总的热噪声功率=25.3 +10lgM = 25.3 + 10lg 32=25.3+15=40.3dB V 可见， 32台放大器增加了（40.3-15.3）=25dB热噪声电平。15光节点及光缆干线的设计光节点及光缆干线的设计 对于光节点的覆盖户

10、数，目前业界倾向认为500户一个光节点为标准。 对于用户数较多的小区，随着多功能业务的逐渐开展，可在光站内部选择安装一个甚至两至四个反向光发射模块。这样网络结构基本不变，表面上看光节点覆盖的户数不变，而实际上回传通道一分为二，不仅使反间汇聚噪声一分为二，而且反向带宽也扩展了一倍。16作为接入网的双向作为接入网的双向HFC网络网络 上行设计原则上行设计原则：当采用电缆调制解调器，要求所有所有Cable Modem的信号必须以相同的信号电平到达前端的信号必须以相同的信号电平到达前端。 如果设计和调整不当问题：如果设计和调整不当问题：致其电平差异过大，即使管理Cable Modem的 CMTS发出电

11、平调整指令，试图使Cable Modem受控地调整输出电平，也难以使各用户电平上行到CMTS时一致，结果会出现某些用户上行信号CNR很低，而另一些用户上行信号产生过载失真。17上行信号电平汇聚均衡上行信号电平汇聚均衡 汇聚均衡原因汇聚均衡原因： 用户回传上行信号时，由于路由各不相同，各路由的上行传输损耗各不相同，必然出现不同用户信号上行到各级汇聚点的电平不一致。如果其电平差异过大，即使管理CM的CMTS发出电平调整指令试图使CM受控调整输出电平，也难以达到各用户电平上行到中心一致的目的。因此，要求对上行信号电平进行汇聚均衡。 汇集均衡汇集均衡：对用户上行信号电平进行调整，使之对用户上行信号电平

12、进行调整，使之到达汇聚点的电平一致所采取的均衡措施。到达汇聚点的电平一致所采取的均衡措施。 汇集均衡解决方法汇集均衡解决方法： 引入单位增益的调试概念，通过合理的网络设计来解决上行电平汇集均衡问题。 18汇集均衡的举例汇集均衡的举例 如图，L1支路对65MHz的上行信号损耗约为6dB，加上分支器的插入损耗，总损耗约8dB；L2 支路上行分支损耗18dB。上行放大器的增益22dB，在放大器之间要达到单位增益，可在A2中插入14dB衰减量的反向输出衰减器，在A3中插入4dB衰减量的反向输出衰减器。这样21（22-14-8=0dB）、31（22-4-18=0dB）链路都达到单位增益，从而解决了它们的

13、上行电平汇集均衡问题。19上行系统的噪声分类上行系统的噪声分类1. 同轴分配系统的热噪声（同轴分配系统的热噪声（Thermo Noise）2. 光纤链路噪声（光纤链路噪声（Fiberoptic Link Noise）3. 侵入噪声（侵入噪声（Ingress）201、同轴分配系统的热噪声、同轴分配系统的热噪声 对于我国PAL-D电视制式，系统带宽B=5.75106Hz。 系统背景噪声（噪声本底系统背景噪声（噪声本底Noise Floor） NB=20lg(5.75106)12 125.2dBmV = 57.6dBmV=2. .4dBV 噪声谱功率密度（每噪声谱功率密度（每Hz噪声功率）噪声功率）

14、 =2.4 10lg（5.75106） =65. 2 dBV/Hz 放大器的噪声系数为F，放大器输出端的载噪比为 （CNR）AMP=Vin F NB=输入电平噪声系数噪声本底（dBV） 对于上行信道而言，情况比下行复杂得多，因为上行信号的种类繁多，上行信号的带宽变化从100KHz到6MHz。因此，对不同的带宽背景噪声亦不同对不同的带宽背景噪声亦不同。21不同带宽的背景噪声不同带宽的背景噪声噪声带宽（KHz）背景噪声（dBV）100-15.2200-12.2300-10.4400-9.2500-8.2600-7.4700-6.7800-6.2900-5.7噪声带宽（MHz ）背景噪声（dBV）1

15、-5.22-2.23-0.440.851.862.622回传系统回传系统CNRC计算举例计算举例 设：典型的光节点站通常有四个输出口连接四个同轴分配支线，设每支线由两个分配放大器（DA）和两个延长放大器（LE）组成，并且输入到每个放大器的信号（按业务）为65 dBV，噪声带宽为600 KHz。 已知：光节点内回传放大器的噪声系数F=14dB，分配放大器的噪声系数F=11dB，延长放大器的噪声系数F=7dB， 求：整个回传系统的CNRC =？23计算步骤和方法计算步骤和方法1.背景噪声NB = 65.2+10lg（带宽）2.单级分配放大器的CNR =输入电平噪声系数背景噪声3.两级分配放大器的C

16、NR =单级分配放大器的CNR-10lg24.单级延长放大器的CNR=输入电平噪声系数背景噪声5.两级延长放大器的CNR =单级延长放大器的CNR-10lg26.每支线CNR=两级分配放大器+两级延长放大器 CNR7.四条支线的CNR=每支线CNR-10lg48.光节点内回传放大器的CNR9.同轴回传系统总载噪比同轴回传系统总载噪比=四条支线的CNR与光节点内回传放大器的CNR 按功率叠加合成24回传系统回传系统CNRC求解求解 查表或计算可得背景噪声背景噪声NB=65.2+10lg（600103）= 65.2+57.8 = 7.4 dBV 一个一个DA的CNRDA65 11 + 7.4=61

17、.4dB 两个两个DA组合组合CNRDA2= 61.4 10lg2=58.4dB 一个一个LE的CNRLE 657 + 7.4=65.4dB 两个两个LE组合组合CNRLE2= 65.4 10lg2=62.4dB 应用指标合成公式 每分配支线每分配支线的CNR D= 10lg10-58.4/10+10-62.4/10=57dB 四个分配支线组合四个分配支线组合的CNR D4= 57 10lg4=51dB 光节点回传放大器回传放大器的CNRRA= 6514+7.4=58.4dB 同轴回传系统总载噪比同轴回传系统总载噪比CNRC= 10lg10-51/10+10-58.4/10 =50.3dB 结

18、论结论：同轴回传系统同轴回传系统CNR约为约为50dB。252、光纤链路噪声、光纤链路噪声 影响光链路的载噪比因素影响光链路的载噪比因素：光纤、激光器、光检测器。 工程设计工具工程设计工具：光链路CNR与链路长度关系曲线。 该曲线测试时的频道带宽为4MHz，并且所有的RF功率全部分配到4MHz带宽的信号上所得到的CNR。实际情况是将RF功率平分到整个542MHz（或565MHz）上行频带上。所以图中的CNR需要修正，修正后的修正后的CNR为 CNR=CNR图+10lg4/（42-5）=CNR图9.7 或 CNR=CNR图图+10lg4/（65-5）=CNR图图11.826光链路光链路CNR与链

19、路长度关系曲线与链路长度关系曲线27光链路与同轴部分合成的光链路与同轴部分合成的CNR（O+C） 设光链路损耗为5dB（相当于1310nm波长下传输距离12Km），光链路的修正载噪比CNR O为 CNR O = 51.59.7=41.8(dB) CNR C =50.3(dB) 按照指标合成公式，可以得出回传系统光链路与同轴部分在前端合成的组合CNR（O+C）为 CNR（O+C）=10lg10CNRO /10+10CNRC /10= 10lg104.18+105.3 =41.3dB 规律规律：低指标与很高指标合成时，可不考虑高指标对总合低指标与很高指标合成时，可不考虑高指标对总合成指标的影响，近

20、似认为总合成指标等于低部分指标。成指标的影响，近似认为总合成指标等于低部分指标。 结论结论：HFC的回传系统的载噪比主要由上行光纤链路的噪的回传系统的载噪比主要由上行光纤链路的噪声决定。声决定。光链路的噪声对总的载噪比贡献最大。光链路的噪声对总的载噪比贡献最大。283. .侵入噪声侵入噪声 侵入噪声（侵入噪声（Ingress）：由于同轴电缆系统屏蔽性能不完善，由于同轴电缆系统屏蔽性能不完善，造成外界辐射干扰侵入电缆系统内部引起的噪声造成外界辐射干扰侵入电缆系统内部引起的噪声，包含有不连续的和弥漫性的信号。 主要侵入源主要侵入源： 用户端电子产品 短波通信 业余无线电 冲击脉冲 虽然，设计及安装

21、良好的同轴电缆系统能保证高度的RF“密封”，但是，电缆系统中仍然有一些薄弱环节导致外界RF干扰的侵入。最容易侵入的地方是用户家里。29从家中接线到分支分配之间的噪声侵入源从家中接线到分支分配之间的噪声侵入源Home to Tap30从分支分配器到前端之间的侵入噪声源从分支分配器到前端之间的侵入噪声源 Tap to Headend31HFCHFC网三种上行噪声类型网三种上行噪声类型1、加性高斯白噪声（连续和随机）、加性高斯白噪声（连续和随机） Additive White Gaussian Noise (AWGN)- continuous & random with an infinit

22、e frequency range322、侵入噪声、侵入噪声 Ingress Noise- continuous (or lengthy in duration) with a narrow frequency range (up to 100 kHz wide) ex: 60 Hz power line hum333、突发性脉冲噪声、突发性脉冲噪声 Impulse (Burst) Noise- short in duration (100nsec-100msec), but possibly periodic, and with a broad frequency range ex: mot

23、or contacts34对回传噪声分析有用的结论对回传噪声分析有用的结论 1.从最远小分支器用户引入回传噪声大于最近大分支器用户，小分支器用户噪声对整个回传噪声的控制有关键作用。2.由于用户回传信号电平差的存在，回传噪声对于不同用户影响会不一样。3.虽然侵入噪声的存在给HFC上行系统带来很多麻烦，但由于对上行系统认识的深化以及技术的进步，侵入噪声带来的问题现在已不难解决。356.3 HFC网络中的数字调制技术网络中的数字调制技术6.3.1基带数字信号基带数字信号 基带数字信号基带数字信号：占据基本频带，未经调制（频率占据基本频带，未经调制（频率搬移）的原始数字信号，搬移）的原始数字信号，即由

24、0和1两种状态组成的数字信号。 基带数字信号特点基带数字信号特点： 由计算机产生或将模拟信号经取样、量化、编码后组成。 通常采用时分复用（TDM）技术处理，即以时间内插的方式将较低数据速率的数据流组合（或称复用）起来，成为更高等级数据速率的数据流。 现在已运行的数字通信系统如SDH光纤通信系统、基于IP的数据通信系统等都属于基带数字系统。366.3.2HFC网络中数字信号的调制网络中数字信号的调制 调制调制：改变载波波型的某些属性，使之成为输入信息的函数的过程。 HFC网络中数字信号特征网络中数字信号特征：一个高速数据流通过一个高速数据流通过一个有限带宽的射频信道。一个有限带宽的射频信道。在在

25、HFC网络中，数字网络中，数字信号必须要通过调制信号必须要通过调制，即将数字基带信号对RF载波进行调制，然后以频分复用（FDM）调制载波的方式进行传输。 HFC网络中数字信号调制技术选择的三个因素网络中数字信号调制技术选择的三个因素：1. 带宽利用率（或频谱利用率）2. 稳定性（信道中的噪声、干扰和反射对数字信号传输的影响 ）3. 成本（设备成本和维护成本）37数字信号的频带传输数字信号的频带传输 数字信号的频带传输数字信号的频带传输： 对基带数字信号进行调制，将其频带搬移到射频、光波或微波频段上，利用同轴电缆、光缆、微波和卫星等信道传输数字信号。把基带数字信号变换为频带数字信号的过程把基带数

26、字信号变换为频带数字信号的过程。 数字调制数字调制： 对基带数字信号所进行的调制对基带数字信号所进行的调制。通过调制把基带数字信号进行了频率搬移，而且数字信号转换成了模拟信号，所以频带传输实际传输的是模拟信号频带传输实际传输的是模拟信号。38基带传输与频带传输的比较基带传输与频带传输的比较 传输传输方式方式基带传输基带传输 频带传输频带传输 波形波形数字信道码（数字信号波数字信号波形形）数字调制的正弦波（模拟模拟信号波形信号波形）频谱频谱结构结构信号频谱分量处在0到（1/T）或0到（1.5/T）之间，且呈现出高、低频频谱分量很小，中间频谱分量较大的结构特点。信号频谱分量处在f0为中心的（f0

27、- fB）到（f0 + fB）之间，且呈现出上、下边带频谱分量对称的结构特点。适用适用信道信道低通型信道带通型信道392、基本的二进制数字调制、基本的二进制数字调制 1、数字调幅数字调幅（幅移键控ASK） 2、数字调频数字调频（频移键控FSK） 3、数字调相数字调相（绝对相移键控） 4、数字相对调相数字相对调相 （差分相移键控DPSK）40DPSK信号波形图信号波形图413. .M进制数字调制进制数字调制 M进制数字调制进制数字调制：数字信号不是只采用0和1两个电平，而是采用多个电平来表示的数字调制。 M进制数字调制特点进制数字调制特点： 在码元速率（传码率）相同条件下，可以提高信息速率（传信

28、率）。 在信息速率相同条件下，可降低码元速率，以提高传输的可靠性。 在接收机输入信噪比相同条件下，多进制系统的误码率比相应的二进制系统要高。 设备复杂。42（1）四相相移键控（）四相相移键控（QPSK） 多进制数字相位调制（多相制）多进制数字相位调制（多相制）：利用载波的多：利用载波的多种不同相位（或相位差）来表征数字信息的调制种不同相位（或相位差）来表征数字信息的调制方式。方式。 原理图原理图矢量图矢量图43QPSKQPSK调制器框图及波形图调制器框图及波形图1. 输入串行二进制信息序列2. 串-并变换3. 电平转换器分别产生I(t)和Q(t)4. 分别对载波进行正交调制5. 相加6. QP

29、SK已调信号。 44QPSK调制状态图调制状态图 QPSK调制方式是HFC网络上行信道采用的数字调制方式之一。它是通过对同一载波源产生的相互正交（相位差90）的两个载波各自进行独立的BPSK调制，从而得到四个状态。正交调制正交调制：从单一信号源产生相位上相差从单一信号源产生相位上相差90的两个载波，的两个载波，每个载波单独调制（每个载波单独调制（通常用通常用I和和Q表示表示），然后将两个已调），然后将两个已调信号合成的调制方式。信号合成的调制方式。45QPSK调制特点调制特点 I和Q两个载波在数学上彼此正交，互不影响。可以合并在一起传送。 解调时，两个信号I和Q可以被分开单独解调，解调后I和Q

30、比特位又可合并在一起重建原始信号。 从状态图上可以看出，QPSK的四个状态相隔很远，即使噪声的影响使收端将一个状态误判为其相邻的状态，也只有一个二元码产生错误。因此，抗干 扰 性 能 极 强 ， 而 且 其 频 带 利 用 率 也 达 到2bit/s/Hz。 实践中重要计算公式实践中重要计算公式： 占有带宽占有带宽=符号率符号率（1+滚降系数）滚降系数）46（2）正交幅度调制）正交幅度调制QAMMQAM调制器方框图调制器方框图4716QAM调制器框图及星座图 1. 输入二进制数据流经过串-并变换后变成四路并行数据流。2. 四路数据两两结合，分别进入两个电平转换器，转换成两路4电平数据。3. 这

31、两路4电平数据g1(t)和g2(t)分别对载波cos2fct和sin2fct进行调制4. 然后相加，即可得到16QAM已调信号。 48M-QAM调制的比特率与波特率调制方式调制方式每符号比特数每符号比特数nbits波特率波特率Bd比特率比特率bps16QAM4N4 N32QAM5N 5 N64QAM6N6 N128QAM7N7 N256QAM8N8 N49多进制多进制QAM调制调制 MQAM=x2QAM=2nQAMM：调制状态数、调制符号数、星座图上的星点数X：符号的进制数。n：每次调制（每个符号）所携带的比特数。5032-bit to 4-levelconverter2-bit to 4-l

32、evelconverter 90度度PhaseShifterDataSplitterQuadratureI n PhaseFrequencySource (LO)Digital BitStreamFromMPEG-2Encoder30 Mbps3210210BPF15 Mbps15 MbpsDSB-SCAM-MODDSB-SCAM-MOD16-QAM框图框图5164QAM调制器调制器523bit 8电平变换器电平变换器53QAM 信号星座图信号星座图Constellation diagramfor 16-QAM星座图Constellation diagramfor 64-QAM星座图Q-axi

33、sI-axis1001*1000*0001*0000*1011*1010*0011*0010*1101*1100*0101*0100*1111*1110*0111*0110*Q-axisI-axis546.3.3各种数字调制技术比较各种数字调制技术比较HFC网络对数字调制两个基本工程标准网络对数字调制两个基本工程标准：1. 频谱利用率频谱利用率bps/Hz ：每单位调制带宽所能传送的比特数； 2. 每比特能量和噪声谱密度每比特能量和噪声谱密度N0之比之比Eb / N0 ：在规定传送准确度下（即保证要求的BER所需的载噪比）的每比特能量。551、频带利用率、频带利用率bps/Hz 频带利用率频带

34、利用率EOS （或频谱效率、频谱利用率）定（或频谱效率、频谱利用率）定义义：比特率除以调制带宽。 EOS=S / W=Wlog2M / W = log2M 式中 S为比特率（bit/s） W为带宽（Hz） M为一个码元所取的离散值个数 log2M为一个码元携带的bit数 理论上理论上，QPSK的频带利用率为2bit/s/Hz，16QAM的频带利用率为4 bit/s/Hz，64QAM为6 bit/s/Hz。 实际上实际上，带宽应该是调制器和解调器中滤波器的带宽，频带利用率和滤波器的滚降系数有关。56QAMQAM调制方式的频带利用率调制方式的频带利用率E EOSOS（bpsbps/Hz/Hz）滚降

35、系数滚降系数00.51调制调制方式方式4QAM21.33116QAM42.67264QAM643256QAM85.33457不同不同调制方式的频带利用率调制方式的频带利用率E EOSOS（bpsbps/Hz/Hz）滚降系数滚降系数00.331调调制制方方式式2PSK10.750.5QPSK21.528PSK32.251.54QAM21.5116QAM432582、保证要求误码率下的载噪比、保证要求误码率下的载噪比误码率误码率BER定义定义：BER=接收端出现的差错比特数 / 总的发射比特数100%BER表示一个误码出现的概率。如BER=110-9表示传输109bit信息只有1bit错误，即误码

36、的概率为十亿分之一。实际传送数字信号时，接收端采用判决电路来确定所接收的数字信号，而BER则确定了判决电路区分不同状态的难易程度。59QPSK传输的实际状态图传输的实际状态图CNR=28dB BER=1109CNR=11dB BER=6104在给定信号和噪声功率下，星座点之间的距离越远的调制方式在给定信号和噪声功率下，星座点之间的距离越远的调制方式的的BER愈佳。愈佳。60每比特能量与噪声功率强度比每比特能量与噪声功率强度比Eb/N0 Eb/N0：每比特能量与噪声功率强度之比。 Eb代表平均到每个比特上的信号能量， N0代表噪声的功率谱密度。 Eb/N0BER关系曲线则可以同时反映系同时反映系

37、统的有效性和可靠性。统的有效性和可靠性。 Eb/N0与与CNR直接的关系如下：直接的关系如下： BWmRNCNEsblg10/0式中：m是每个符号的比特数，对QPSK，m2；对64QAM，m6。Rs为波特率，BW为信号带宽。 61Eb /N0与与CNR的关系的关系 如果噪声恒定，每比特能量越高越能改善误码率。因为此时各星座点间的距离越远。所以，在给定在给定信号功率和噪声功率的情况下，星座点间的距离信号功率和噪声功率的情况下，星座点间的距离越远的调制方式越远的调制方式BER性能就越好。性能就越好。 一旦Eb/N0已知，达到一定BER所需载噪比(C/N)就可由下式得到： CNR =(Eb /N0

38、)(R/B) 式中，B 是检波器中滤波器的噪声带宽，R 是比特率(bps)。62瀑布曲线BER和和CNR的关系曲线的关系曲线63不同调制方式下所需的不同调制方式下所需的Eb/N0 （dB）调制方式BER=106BER=1042PSK10,58,4QPSK10.58.48PSK13.811.716PSK18.216.164PSK26.34QAM10.58.416QAM17.012.364QAM16.564香农（香农（Shannon）定理）定理 信道容量信道容量C：信道极限的传输能力，即对在给定条件、给定通信路径或信道上的极限数据传送速度，用最大信息速率来表述。 香农公式香农公式（针对白色高斯噪声

39、干扰的信道） C =Blog2（1+CNR ） bps 式中 C为信道容量（bps） B是信道带宽（Hz） CNR为载噪比的真值(单位用比率表示，不用dB)65香农定理的简化香农定理的简化 公式简化公式简化： 实际的调制系统运载能力大约为最大能力的一半，可加上1/2因子。 如果CNR为100（20dB）或更高，可略去公式中的1。 换成以10为底的对数表示。 C实际实际(B/2)log10(CNR)/log102 (B/6)CNR dB 规则说明：高效率的调制方式必须具有好的载噪比高效率的调制方式必须具有好的载噪比。 换言之，每每Hz的运载能力的运载能力bps近似等于近似等于CNR 除以除以6，

40、即频带利用率利用率EOS= CNR dB/6。 例如，当C/N=25.5dB时,信道的最大数据运载能力为4.25(b/s)/Hz。666.3.4数字调制信号的频谱及峰值因子数字调制信号的频谱及峰值因子 1、数字调制信号的频谱、数字调制信号的频谱 数字信号调制的载波频谱与模拟电视信号载波频谱不同。 （1）模拟调制信号）模拟调制信号的能量主要集中在视频载的能量主要集中在视频载波周围波周围。 （2）数字调制信号）数字调制信号的能量均匀地分布在整个的能量均匀地分布在整个频带上，频带上，与带限噪声频谱类似与带限噪声频谱类似，呈现平坦的频，呈现平坦的频谱。谱。67数字调制信号的频谱数字调制信号的频谱 原因

41、原因：发送端对数字信号在编码和调制之前要进行随机化处理（如交织处理），处理后的数字信号对载波进行调制。 意义意义：可以将一个宽带噪声源（白噪声源）通过一个带通滤波器后加到回传光发射机上，用它来模拟许多类型的数字调制载波信号，称为噪声块信号噪声块信号。68模拟模拟VSB-AM信号频谱图信号频谱图69数字调制信号的频谱图数字调制信号的频谱图702. .数字调制信号的峰值因子数字调制信号的峰值因子 峰值因子峰值因子：信号的峰值（振幅值）与有效值之比。 (PI)S=正弦波峰值/正弦波有效值=1.414 (20lg 1.414=3dB) 相同峰值E并且相位锁定的N个正弦波混合，则混合波所包含的功率为N个

42、独立正弦波的功率之和，均方根（RMS）功率为均方根电压（有效值）的平方与负载电阻之比，即： V2RMS / R=N单个正弦波的功率= N(单个正弦波电压均方根值)2 / R=NE2/2R 71数字信号的峰值因子数字信号的峰值因子 化简后得： VRMS=0.707EN1/2 合成信号的峰值因子：(PI)C=NE/VRMS=1.414N1/2 dB表示可得合成波峰值因子合成波峰值因子： (PI)C = 3+10lgN（dB） 由于实际测量中多载波发生器产生的载波信号之间的相位是非锁相的，即这些载波的相位是不相关的，因此这些载波的振幅不能直接相加，所以，测量的峰值因子比理论值小。当载波个数超过10个

43、，峰值因子比理论值峰值因子比理论值要低要低1015dB。 由于数字信号的频谱是多个正弦波频谱的组合，所以数数字信号的峰值因子比单个正弦波的峰值因子大得多字信号的峰值因子比单个正弦波的峰值因子大得多。 讨论目的讨论目的：为的回传激光器调制电平（包括下行光发射机调制电平）应加多大打下理论基础。72各种信号的峰值因子各种信号的峰值因子信号类型信号类型测得的峰测得的峰值因子值因子（dB）CW信号（正弦波）3.2未滤波的噪声块（51000MHz）7.8被滤波的噪声块（540MHz）13.5调制解调器“A”QPSK10Mbit/s9.2信号类型信号类型测得的峰测得的峰值因子值因子（dB）16QAM20 M

44、bit/s11.316QAM30 Mbit/s10.2调制解调器“B”QPSK256Kbit/s6.7QPSK2Mbit/s6.673峰值因子峰值因子 测量测量：高速示波器（或记忆示波器）。 峰值因子表的分析峰值因子表的分析： 正弦波的峰值因子为3.2dB，与理论值3.0dB基本符合 噪声块信号未加滤波器通过放大器时被压缩，因此峰值减少 经过540MHz滤波器后，由于噪声块中很多信号未通过放大器，从而均方根电压值（VRMS）减小，但峰值不受影响（因示波器是瞬时取样），所以滤波器的作用是增加了峰值因子。 540MHz噪声块信号的峰值因子测量得到的值为13.5dB。746.4上行系统中射频（上行系

45、统中射频（RF）功率分配）功率分配 6.4.1概述概述 回传信号占有的带宽和调制方式各不相回传信号占有的带宽和调制方式各不相同。同。 状态监控和机顶盒（STB）回传信号，通常其带宽为几个300KHz宽度，调制方式为FSK； Cable Modem的数据回传信号，占带宽由运营商根据用户的数目进行设置，比如用15MHz带宽作为Cable Modem应用，调制方式为QPSK或16QAM。75不同类型信号如何设置工作电平不同类型信号如何设置工作电平 要解决三个问题： （1）上行系统中的RF功率的上限； （2）上行系统的总RF功率容量； （3）各项业务如何分配RF功率。766.4.2上行系统的上行系统的

46、RF功率上限功率上限 在一个单纯的同轴电缆系统中，传输RF功率的上限是由系统中RF放大器的失真决定，即二阶及三阶的组合差拍CSO和CTB决定。 在HFC系统中，光发射机中的激光器在受到RF信号调制时，当输入RF信号足够大，使其在负的方向低于激光器的阈值电流时，就将产生削波失真。通常，在光发射机中加上的预失真电路补偿的是激光器的P-I特性的非线性失真，而非削波失真。因此，削波失真限制了RF功率不能过大。无论是下行还是上行系统中，总无论是下行还是上行系统中，总的的RF功率的限制都是由激光器的削波所决定功率的限制都是由激光器的削波所决定。77激光器的削波现象激光器的削波现象78广义的载噪比广义的载噪

47、比载波互调噪声比载波互调噪声比C/（I+N） 上行系统中由于传输的是数字调制信号，数字调制信号的频谱像噪声块信号，多个这种“噪声块信号”之间由于削波失真产生的差拍失真产物仍然像是噪声块。 通常对数字调制信号之间差拍产生的失真用组合互调噪声比（CIN）来表示，而不用表示多模拟调制载波产生的差拍失真CSO和CTB。 上行系统衡量噪声和失真性能指标 载波互调噪声比载波互调噪声比C/（I+N） =数字信号功率/反向总噪声功率 C/（I+N）dB =数字信号电平反向总噪声电平 反向总噪声电平反向总噪声电平：包括所有上行通道由热噪声、干扰噪声所有上行通道由热噪声、干扰噪声和数字非线性失真的交调噪声按功率叠

48、加而形成的电平和数字非线性失真的交调噪声按功率叠加而形成的电平。79HFC反向通道测试指标反向通道测试指标噪声功率比噪声功率比NPR （Noise Power Ratio） 噪声功率比（噪声功率比（NPR）：相对于频道内噪声与互调失真电平相对于频道内噪声与互调失真电平的信号电平。的信号电平。 NPR测试框图测试框图噪声功率比（噪声功率比（NPR）dB =信号电平频道内噪声与互调失真电平测试内容测试内容：检验频道内噪声与互调失真电平。测试信号测试信号：“噪声块信号”，565MHz带宽内平坦高斯噪声信号。开槽滤波器（陷波器）开槽滤波器（陷波器） ：删除窄频段（频道）内的噪声。80NPR与输入回传激

49、光器的与输入回传激光器的RF电平关系曲线电平关系曲线81噪声功率比噪声功率比NPR NPR：数字信号电平与反向通道总噪声功率之比：数字信号电平与反向通道总噪声功率之比。 NPR是数字回传通道测试最主要的性能指标，本质上， NPR是空槽的深度 。 NPR与输入回传激光器的与输入回传激光器的RF电平关系曲线电平关系曲线 输入功率较低的情况下，NPR等于由激光器RIN噪声、光纤和接收机噪声贡献的CNR。 随着功率的增加，NPR将会改善。在某一输入功率时，NPR达到最大值，在这个功率之上，互调产物及削波产物急剧增加，NPR下降。 初始的下降主要是二阶互调，然后很快进入激光器削波起作用的范围，NPR急剧

50、下降。82回传通道设计与调试的核心问题回传通道设计与调试的核心问题 采取合理的措施，保证加 到光工作站内的上行激光发送机中回传激光器上的RF信号总功率在 一个合适的范围内，既不能太小，也不能过激励。 加到回传激光器上的RF信号总功率这个合适的范围是多少？ 行业标准行业标准GY/T194-2003有线电视系统光工作站有线电视系统光工作站技术要求和测量方法技术要求和测量方法规定规定： “在由反向激光发送机和反向光接收机构成的光在由反向激光发送机和反向光接收机构成的光链路中，当链路中，当 链路损耗为链路损耗为5dB，NPR大于大于30dB时，时，采用采用FP激光器的发送机动态范激光器的发送机动态范

51、围应大于围应大于10dB，采用采用DFB激光器的发送机动态范围应大于激光器的发送机动态范围应大于15dB。”83QPSK和噪声块正常加载和噪声块正常加载QPSK信号46dB，槽底4dB，CNR=42dB ，BER=110-984高于正常值高于正常值18dB加载加载 85高于正常值高于正常值18dB加载加载 当信号和噪声块高于正常值18dB加载到激光器上，对照线性关系，理论上应当是理论上应当是： 信号上升到46+18=64dB 槽底上升到4+18=22dB 结果出现情况是： 实际上测得实际上测得QPSK信号60dB，槽底48dB， 信号只上升信号只上升（60 46）=14dB ， 噪声却上升噪声

52、却上升（48 4）=44dB 。 噪声急剧上升是由于削波和数字失真，许多奇次和偶次的噪声急剧上升是由于削波和数字失真，许多奇次和偶次的互调产物大大增多的缘故互调产物大大增多的缘故。 此时CNR=6048=12dB ，BER=1.610-5866.4.3每每Hz固定功率法分配上行固定功率法分配上行RF功率功率 1、上行光发射机中激光器加载的、上行光发射机中激光器加载的RF功率功率 上行激光器加载RF功率的上限受制于激光器的削波效应。因此，为保证不产生削波，可以计算出激光器在临界状态下（即刚刚要产生削波的情况）的输入射频功率。 上行激光器的RF加载情况如后图所示。设激光器工作点电流为Ib，阈值电流

53、为Ith，射频输入电流有效值为Is。 激光器的峰值光调制度M=4.73IS /（I b-Ith） 式中：4.73为数字调制的射频信号的峰值因子87上行激光器加载上行激光器加载88上行激光器的最大输入射频电平上行激光器的最大输入射频电平 临界状态临界状态：M=1，即4.73IS=Ib-Ith 最大输入的信号电流(IS)max=（Ib-Ith）/ 4.73 已知上行激光器的Ith典型值为5mA，工作电流Ib=20 mA，由上式计算出 (IS)max=（20-5）/ 4.73=3.17mA 最大输入射频电压(Vin)max=(IS)max75=238mV 最大输入射频电平 (Lin)max =20l

54、g238 =47.5dBmV=107.5dBV 为了保证不产生削波，取上行激光器的最大输入射频上行激光器的最大输入射频电平为电平为45dBmV=105dB V 。892、每、每Hz固定功率法固定功率法 含义含义：各种业务功率谱密度（1Hz上功率）相等。 方法方法：首先将总的可用功率以首先将总的可用功率以1Hz增量划分，然后以每种增量划分，然后以每种业务占有的带宽为依据，将每业务占有的带宽为依据，将每Hz的功率指派到每个业务的功率指派到每个业务信道上。信道上。 计算公式：计算公式： 每Hz功率=激光器的可用总驱动功率（dBmV）/上行信道可用总带宽（MHz）90每每HzHz固定功率法的特点固定功

55、率法的特点（1）各种业务带宽可以不同，但可使各种业务的使各种业务的CNR相同相同。（2）便于测试和检查便于测试和检查，各种业务在频谱仪上观察到的频谱高度一致，即1Hz上功率（功率谱密度）相等。（3）保证未来业务开展保证未来业务开展，不致造成回传激光器驱动电平的过载；还可以针对当前业务选择合适的电平而不受将来新加入业务的影响。 （4）功率的分配简单功率的分配简单，对任何一项新的业务，按照其带宽可以很容易分配功率。保证所有的可用功率得到分配。91每每HzHz功率计算功率计算Power per Hz =Total PowerTotal BWPower per HzTotal Power-Total

56、BW)10*log(Power per Hz dBmV/ Hz 30用对数表示：用对数表示：Power per Hz dBmV - MHz)451035*log(92-4 0-3 0-2 0-1 001 02 051 01 52 02 53 03 54 0F r e q u e n c y ( M H z )Level (dBmV)P o w e r = -3 0 d B m V /H z每每HzHz固定功率法固定功率法Total Power:45 dBmVTotal payload BW :35 M HzPower per Hz:-30 dBmV / Hz93信道功率计算信道功率计算Chan

57、. Power Power per Hz 10*log(Channel BW)Chan. Power dBmV/ Hz*log(200 kHz) 3010Chan. Power dBmV 2394计算举例计算举例 已知：上行激光器的总驱动功率（最大输入射频电平）=45dBmV，上行信道可用带宽= 655 MHz = 60MHz，则 每每Hz功率功率= 45dBmV10log（60MHz） =32.8dBmV = 27.2dBV，上行信号的功率谱密度为27.2dBV/Hz。 若CM的发射带宽为1.6MHz，则 CM功率电平功率电平= 每Hz功率+10log信道带宽= 27.2+10log1600

58、000 = 27.2+62 =89.2 dBV 95回传激光器回传激光器RF输入电平计算输入电平计算 已知：在上行信道中安排6个带宽为600KHz的信道供Cable Modem业务。 求：该业务施加在回传激光器上的RF电平为多少？ 解：功率谱密度功率谱密度= -32.8dBmV/Hz 6个带宽为600KHz Cable Modem业务施加在回传激光器上RF电平=每Hz功率+10log业务信道总带宽 =-32.8 dBmV/Hz+10lg（6600103）= 32.8 dBmV96多种业务时功率的全部分派多种业务时功率的全部分派业务类型业务类型信道间隔信道间隔信道数信道数总带宽总带宽（MHz）每

59、信道功率每信道功率（dBmV）总功率总功率（dBmV）Cable Modem600KHz50302542电话2MHz10203040其它1 MHz10102737总计604597第六章附录第六章附录 双向双向HFC网络的设计、安装及调试网络的设计、安装及调试 一、对双向一、对双向HFC网络的要求网络的要求 1、每个光节点用户数以500户为宜，在可能条件下进一步减小至500户以下。 2、线路放大器级连在两级以内，最好不超过三级。 3、对于规模较大的网络，应建立分布式HFC网络结构。 4、用户信号分配采用集中分配式较理想（但受诸多因素制约，实现不易）。98二、双向二、双向HFC网络的改造方式网络的

60、改造方式 1、对于所有干线和分配网同时进行改造，全网一次完成。 2、分步进行改造：先改造干线网，逐步改造分配网。 3、分片区改造，在一个片区的干线与分配网同时改造。 4、视业务的开展和用户的发展分散地改造。 以上改造方式，不管采用哪一种，其共同的一个要点是将光纤尽量延引至用户群，以缩短同轴分配网的覆盖半径。99三、双向三、双向HFC网络设计概述网络设计概述 1、HFC双向网络设计分为三个部分双向网络设计分为三个部分 （1）从前端至光节点/光节点至前端 正、反向光链路计算 （2）从光节点至各放大器 正、反向增益计算 （3）从分配放大器至最终有户 正、反向损耗计算100双向双向HFC网络设计考虑网络设计考