降压型DCDC转换器设计

1、s亠=特别说明此资料来自豆丁网( )您现在所看到的文档是使用 下载器所生成的文档此文档的原件位于感谢您的支持抱米花二IMI flMl 三复旦大学硕士学位论文降压型DCDC转换器设计姓名：李梁海申请学位级别：硕士专业：电子与通信工程指导教师：洪志良20070530论文独创性声明本论文是我个人在导师指导下进行的研究二作及取得的研究成果.论文中 除了特别加以标注和致谢的地方外.不包含其他心其它机构已经发表或撰写* 过的研究成果.其他同志对本研究的启发和所做的贡献均己在沦文中作丁明确 的声明并表示了谢意.作者签名：多 日期：竺匕密_论文使用授权声明本人完全了解复旦大学有关保留、使用学位论文的规定.即：

2、学校有权保留送交论文姑复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部戒部 分内容.可以采用影印、缩印或其它复制手段保存论文.保密的论文在解密后 遵守此规定.导师签名：_日期:泌世由于有较高的电源转换效率，在对电源转换效率和体积都非常敏感的便携式 产品中，开关电源得到了广泛应用。而其中又以降压型DCDC开关转换器占多 数。并且由于降压型DCDC转换器结构相对较为简单，但已经包含了开关电源 的大部分原理。因此本论文选择降压型DCDC开关转换器作为设计和研究的对象。本文首先对现在常见的电流控制型DCDC降压转换器进行系统建模和分析.深入了解其工作的原理；随后对关键的转换效率问题，进行了深入的分

3、析并提出 解决方法；接着进行实例设计以验证其理论，同时对一些关键的电路结构进行了 说明；最后进行仿真验证设计结果并做总结。本文的实际设计中，使用了曲线斜率补偿电路。相对常见的斜线补偿方式,它可以适应更大范围的输入输岀电压比和电感取值，因此更加实用。同时在小负 载电流时，使用LDO模式代替常见的burst模式降低自身功耗，克服了 burst模式纹波系数大的弊瑞。关键词：开关电源电压控制模式电流控制模式连续电流模式非连续电流模 式单位增益带宽相位裕量 斜率补偿LDO Burst-ModeAbstractThe switching power supply has been widely emplo

4、yed in portable applications, where its size-efiectiveness is mostly considered, for its higher efficiency and smaller size. And most of them are buck DCDC converters.This article firstly studies the principle of modem current controlled buck DCDC switching power converter, by establishing and analy

5、zing the corresponding mathematical models; and then deeply analyses the critical convert efficiency issue, and presents some solutions; after that, a practical design, including some important circuits, is presented to apply the principles; finally, simulaticm is done to verify the design and summa

6、rization as well#constant slope compensation circuit, it can adapt widely input and ou)ut voltage scope and inductors. And what is more, an innovative LDO mode is adopted for low load current mode, instead of usual "BursL mode. The LDO mode overcomes the large ripple problem of burst mode.Key w

7、ords: Switching power supplies"Voltage programmed mode" Current programmed mode” Continuous current mode” “Discontinuous current mode” 仏Unit gain bandwidth” 4Thase margin" ULDO mode" "Burst mode”第1章引言电源系统向电子设备提供持续稳定的能量，是保证电子设备可靠，稳定，安 全工作的基础。标志电源特征的参数，如效率、尺寸、工作频率.输入输出电压范围、负载调

8、整率等等，往往是互相影响和折衷的。即使是对同一参数，不同的电源结构也会有很大区别。此电源的形式是多种多样的，需要人们根据不同的3#应用需求进行不同的设计。L1直流电压转换器IC简述#微电子技术日益发展的今天，各种便携式电子设备如雨后春笋般出现。对于 便携式电子设备，常常需要多种不同的工作电压，同时又具备多种不同的工作模 式，特别是低功耗模式。这样就需要多个灵活高效的直流电压转换器IC进行电 压转换以满足不同的电源要求。直流电压转换器IC的主要性能参数包括：转换效率、工作频率、开关噪声、 控制精度、输入电压范围、静态功耗、体积和成本等等。便携式系统的持续工作 时间是很重要的性能，因此需要高效率的

9、直流电压转换器芯片.而便携式系统常 常具备的待机功能，需要直流电压转换器芯片在微功耗状态时，仍然能够保持非 常高的转换效率，这常常需要芯片具备特殊的模式来降低此时自身消耗的电流。常见的直流电压转换器芯片有DC-DC、LDO、电荷泵等。DC-DC开关电源转换效率最高，采用同步整流时转换效率可达85T5%；开 关电源电压变换灵活，具有buck、boost、buck-boosts cuk等多种结构，可实 现降压、升压、升降压和极性反转等功能；能提供大的负载驱动电流。但需要外 接电感、电容滤波组件，体积较大，需复杂的补偿网络；电感的存在导致大输出 纹波，将带来较大的开关噪声。对于便携式应用，必须综合考

10、虑驱动及体积和转 换效率各参数LDO (Low-Dropout-Vo 11age)属于线性电压调整电源，一般由调整管、误差 放大器、和外加补偿网络组成。调整管工作于线性区，负反馈环路改变调整管的 导通电阻或电压降，维持输出电压的稳定。外接旁路电容一般只需12个，因 此具有体积小，结构简单且噪声低、静态功耗低的优点.LD0转换效率较低，一 般只有3040%o并且只能实现降压变换。但在极低电流情况下，由于其自身 消耗电流低于开关型转换器，反而能够取得离于开关型转换器的效率. 电荷泵(Charge-Bump)即开关电容DCT)C,与前两者相比，它仅由开关、比较 器、振荡器、外接电容器组成，具有小尺寸

11、的优点，输出电压可以高于、低于输 入，也可以实现反向，且避免了电感组件引起的EMI,但输出驱动能力较低，且 输出纹波较大1.2 DC-DC转换器中的新技术为实现高性能DC-DC转换器设计,近年来在此领域不断发展并涌现出许多新 的电路设计技术，主要有：1. 同步整流技术随着供电电源电压的降低，传统的肖特基二极管整流引起的整流管上0.3V 左右的导通压降，成为DC-DC转换器提高转换效率的瓶颈，目前先进的DC-DC 转换器大多采用M0S管做整流管，其导通压降可以低至几十毫伏，在低电压应用 中，可以极大提高转换效率。2. 软开关技术软开关技术是在同步整流技术的基础上发展起来的。为了防止开关管和整流

12、管同时导通，引起一个,到地的短路电流，通常在两个管子交替导通之间插入 一个都不导通的死区时间。死区时间过长或过短会引起电容充放电损耗以及寄生 二极管导通的损耗，针对合适的死区时间出现了软开关技术。所谓软开关是指使 MOS管两端电压为0时MOS管导通，MOS管中流过电流为0时关断，这样将保证 MOS管上电压、电流没有交迭区域而无电容充放电损耗。传统的软开关技术是利 用电抗性组件的谐振实现，直流电压转换器中是利用数字控制技术实现。在高频 工作、以驱动损耗和开关损耗为主的应用场合下能提高效率.3. 多工作模式技术针对不同的负载情况，DC-DC可以工作于PFM和PWM结合的工作模式，根据 PWM控制重

13、载效率高而PFM轻载效率高的特点，电路应根据负载情况自由切换， 当重载时，工作于P刖模式，当轻载时，工作于PFM模式。此外，在极低负载电 流时，还可以采用“Burst”模式，使芯片间歇工作，以最大限度降低自身功耗。 本文也提出了一种新颖的结合LDO技术的低功耗控制模式。4. 其它技术随着集成度的提高，开关电源的体积越来越小，目前己经出现了寄生效应很 小的片上电感，以及同一个输入电源单电感实现多路电源输出的拓扑结构。此外， 电源的控制已经由模拟控制，模数混合控制，进入到全数字控制阶段。数字控制 可以达到更高的精度和速度，成本也更低廉。13本论文主要工作随着开关电源技术的不断深入发展，其控制技术已

14、经从最初的电压模式单环 5控制转化为了电流模式双环控制，不论是电压模式控制还是电流模式控制，开关 电源由于其自身功率级的限制和电流模式控制的不稳定性问题，都需要精确设计 补偿网络，在保证整个系统在任何情况下都能稳定之外，还要对扰动有快速的响 应.这就需要对系统进行数学建模分析，并提出补偿机制。高效率是DC-DC转换器一直不断追求的重要指标，要提高效率就必须分析各 种引起损耗的机制，以及提出改善的措施。采用同步整流比起传统的二极管整流 效率有很大提高，但由于双MOS管的导通之间需要引入死区时间，而死区时间又 影响转换效率，因此功率开关管和整流管的控制需精确设计进行上述设计之后, 还需要合适的电路

15、设计来达到最终目的。基于上述需求，本论文结构体系如下所示: 第二章对降压型DC-DC的基本概念介绍；简单分析CCM和DCM两种工作模式的概念、输入输出关系及其适用情况；从功率级的建模开始，对整个系统的稳定 性分析，提出了最优补偿网络，并利用HSpice软件进行验证。第三章具体分析介绍电路中的损耗源和提高效率的设计第四章先总体设计，后对电路系统的一些关键模拟电路进行了设计，并采用 了 HSpice软件模拟检验结果是否符合要求。第五章给出了设计的整体仿真结果并进行总结。第2章降压转换器电流型控制电路系统建模电流型控制方式通过控制开关管的电流峰值山来实现控制。控制输入是ic(0,使跟随ic(t) 这

16、种控制方法称为电流型控制(CPM： current programmed control )<>包流型控制的方式有峰值电流控制和平均电流控制。由于平均电流控制需要另加 一组的积分组件，实现成本高，所以目前使用峰值电流检测得多，这里主要讲峰 值电流控制方式。2.1电流型PWM降压器结构介绍 11.1电流型，PWM降压器结构说明电流型降压器的结构如2.1：witching eorwwWtoadreference input拘M电踣补偿回路图2.1 CPM降压转换器直流转换器结构图功率电路:4(r)到v(f)；电压控制回路：v到(小电流控制回路:川)跟随W)变化;从图中可以看出，设计分成

17、两大部分：功率电路部分设计和控制电路部分设计。功率部分就是开关拓扑部分，具体设计往往根据实际应用决定。而控制电路的设 计则需要在考虑功率电路设计的小信号模型后，并结合希望达到的电源的特性进 行。控制电路的设计中，主要工作是补偿回路的设计。2. L2 PWM调制和降压电源工作模式一.咖控制方法PWM是固定高频信号频率，由低频信号来控制输出占空比，体现低频信号的变化趋势，通过髙频信号与变化的低频信号相比较，得到一个占空比信号，其调制原理如图2.2所示。PWM控制突出的优点是重载转换效率髙，纹波小噪声低。以buck结构DC-DC系统为例，如图2.2所示。每个匸开关周期开关管首先导通，工作于线性区,

18、在占空比DT范围内，LX等于J电感上有正的压降Vf-V,电感电流线性上升.在DT,结束时刻，电感电流达其最大值，此时输入的能量一部分储存于电感中, 一部分转到电容和负载上。此时开关管关断，整流管导通，电感上压降为-V,电 感电流将线性下降，在T结束时，电感电流达最小值，该过程电感中储存的能 量通diode流向滤波电容和负载。二.电感电流工作模式 根据电感电流的连续性状态，DC-DC可分为CCM(Continuous-Current-Mode)和DCM(Discontinuous<urrent-Mode) T作模式。工作于何种模式取决于输入电压、输出电压、输出电流、滤波电感等参数。通常前三

19、者由设计指标决定，只有 电感值的大小用以设定所需的工作模式.(l) CCM工作模式当电感L较大、负载电阻较小、开关频率较高时，电感电流表现为不断的上升下降的锯齿波，如图2.3(a)所示。这种工作状态称为CCM工作模式。各种拓 扑结构工作于CCM下的输入输出电压关系前面已经给出.(a)2.3 CCM和DCM模式下电压电流波形二.DCM工作模式 当电感L较小、负载电阻较大、开关频率较低时，将会出现电感电流已经下降到零，新的周期尚未开始的状态，此时电感电流维持为0,直到下一周期开始。此时一个周期根据电感电流状态，可分为电感电流上升下降、维持为0三个阶 段，如图2.3(b)中X D2、D3三个时段。D

20、CM模式的一个重要问题是，由于寄生电容的作用，在电感电流接近零时，由于二极管的关闭，其残余能量会导致LC 并联回路的反复震荡.这种震荡往往导致严重的EMI发射。一些DCDC芯片能通 过AntiJUnging电路及时释放这种能量，降低EMI发射。能使用较小的电感是DCM模式的主要优势。92.2电流型降压转换器功率电路模型和设计2.2.1CCM CPM降压功率电路简单模型11#下面的功率电路模型分析有个假设前提，就是CPM工作在比较理想的情况 下，以f)的平均值和控制电流-(/)相同，即忽略电感电流波动和电流斜率补偿。 这也就意味着电感在小信号传递特性中不会引入极点.2. 4降压转换器功率电路功率

21、电路如上图2.4,如果开关信号打开的时间为DTs，续流管工作时间为D'T$ (DTSDTS=TS那幺功率电路稳定态功率情况如下：f 比恥亿-(乙)DTsV) D'7i=0內 cd(r)+_ydt C RC则有稳定功率公式V = D V,(2.1)I 玮(2.2)稳定态功率经过小信号平均等式分析后，经过s域变换结杲为： sL 讥s)=D %(s) + ® 込)-&(s)#sC v(s) =-v(s)+4(s) (s)=D4(s)+Il d(s)结合前面假设r£(/)=ic(O和稳定工作下V = D V$和得出:RsC v(s) =- v(s) + 4(

22、s) 询切(1 + 辛)询卡 v(s)- vg(s)这样得到功率电路各个变量的函数如下:GJs) = R/ (sCR+1)(2.3)G/sO (2.4)z逊(s)二R/ (sCR+1)(2.5)可以看岀电感在电流型控制中不引入极点，对于CPM/CCMI作中，功率电路和电压型/CCM不同，它只引入一个极点这样就大大的简化了补偿电路。同样 可以看到还是会引入同样的右平面零点。输出阻抗也是呈现容阻特性.2.2.2 CCM CPM降压功率电路复杂模型前面4.2.1中介绍的是BUCKCCM的简单模型,是基于ic(t)=iL假设下的建模。不过实际上由于开关的作用，电流是以波动形式出现，这个时候，实际上 是

23、一个开关时间内的电流的相同，即亿(Oh广亿U)h考虑复杂模型的时候， 就需要考虑斜率补偿，下面先说明斜率补偿，再介绍建模。斜率补偿在电流型控制工作下，主要考虑电流控制回路的稳定。定义开关信号占空比划"丰来分析不同D值下，电流控制回路的稳定性。电感电流斜率:Q阶段：-m2= (-/) /L1=(/- 7)/L结合稳定功率公式，有：m2 _ D茨匚D考虑到电感起始电流可能会有扰动，系统希望扰动电流在下一周期时不会被放大，则要求畔<1。这样就要求占空比不能大于50%。但在输入输出电压ml变换比例较高时，如比较大的输入电压范围,这时常常需要？/«>0.5,

24、就会出现不稳定问题。解决这个问题的方法是斜率补偿，如图2.5所示。图2.5控制电流和电感电流上图中，如果在电感电流信号上加上ma斜率的信号，那么电感电流扰动系m2-ma ml + ma只要保证15护<1即可保证系统稳定。一般只要保 ml + ma证ma>05m2即可，但为了设计方便且保留足够余量，可以取2.222 功率电路复杂模型类似221的建模分析，结合复杂模型建立条件亿（。）十亿（叽可以得到下面的功率电路模型F咼；罟;j F =2L m magG MuGg”_；1*+()2Q4 %F.(2.6)G =Y"D FmV FmFvVDR D1 LFraFvV(o = J1+

25、c VLC V DR D(27)(2.8)冬翼DR D7, RCFmV-1 +5DL(2.9)F F V g)F V F FV 十丄個 丄顷人# DR D牡十1+DR VDR 2D如果上面模型中，取详皿，则F.=佥(l-f-D)R ；= VDR+ 2D ' " JL/C t f RCfs2LfsD1:(上面fs=*,是开关频率。可以看出，222.2中的结果和221中的结果看起来相差比较大，但是实际 上，如果F.»l, F,Fv趋向于0时，他们的结果是完成相同的。对应比较T f复杂的建模，如果¥>>1时，基本上CCM下简单模型和复杂模型是统一K的

26、。需要注意的一点是相对电压控制型转换器，电感在电流控制模式下引入 的相位延迟也比电压控制型小得多。2.2.3 DCM CPU降压功率电路模型这里不作详细的推导:1+ 叭G拭S)®七1+Ajrip d-M)(l+) r2=R血(1-2M+) mlG2f(R|r2)；穌丽治(2.10)(2.11)(2.12)Z.(s)=sC|R|r2丄(出隘(八昕ml而I和I。的关系是用能量守恒关系:0.5応2("_“(1+判ID】得到的：L： _%舞)R结合2.2.1和2.2.2讨论，在设计的时候，负载大的时候，且纹波要求高的场合，可釆用CCM,同时满足¥>>1,这时的

27、功率电路就是单极点系统：而 轻载的时候，且纹波要求不高，可以釆用DCM,同样也是单极点系统.2.2.4 PWM功率电路的设计在进行PIM系统设计之前，还需完成系统参数的设计，包括工作频率.输入电压范围、输岀电压、输出负载电流静态电流等，在此基础上确定电感电容 值、功率管和开关管的尺寸等参数。1. 工作频率：采用同步整流技术，而开关损耗正比于工作频率，频率越高，开关噪声与EMI也越大但器件尺寸与频率成反比，髙频工作可使用小尺寸器件，面积小，寄生 电容小，适合便携式设备：此外选择工作频率时还应该避开465K和LIMHz这两 个频率，避免开关噪声对通信电路的影响。综合考虑以上因素，选取工作频率为lO

28、OOKHZo2. 输入输出参数根据便携式设备及PC机常用电源标准,选取输入额定电压为5v,范围为4.55.5V；输出电压1.8V,最大输出电流值为500mA,静态电流10uA°3. 电感电感的选择要综合考虑成本.体积.效率、及EMI发射性能.电感量越小,体积越小，瞬态响应越快，但纹波也越大，保持相同输岀电压纹波时需要使用较 大的滤波电容。首先计算工作于CCM模式下的最小电感值，在此基础上保留一定 的裕量选择电感值。CCM模式下的最小电感量为：奋、DDD(2.13)临界条件下，AI=IUm,通常条件下，取纹波系数为I.的2040%。4. 电容选择电容值的大小主要由输出纹波电压和电感值决

29、定。同时在选择时要保证其容抗和ESR之和小于负载阻抗，电容的ESR在补偿网络中起很大作用，电容值满足 下式：(2.14)VAv >max (DTS , (1+A I) Rc) RCAv为设定的输出电压纹波，由电感电流引起的纹波值和电容ESR引起的纹波值 迭加而成。这里取纹波系数为40mV.5. 由于取系统静态电流为10uA,因此分压网络上下两电阻分别为：R1+R2R80K功率级的寄生效应还包括开关管和整流管的导通电阻。作为开关管工作时，MOSf工作于线性区，导通电阻与管子宽长比成反比。而本文使用的两管宽长比均比较大，故模拟仿真时可以忽略导通电阻的影响。2.3电流型降压转换器稳定性分析开关

30、电源系统是一个闭环的自动控制系统，在分析之前要了解各个童的关系.扰动量：输入电压、负载电流、环境温度及工艺扰动引起的系统参数变化。控制电压为误差电压，因此误差电压精度对输出精度影响很大。开关电源的瞬态 指标有：稳定性，主要指稳定裕畫；速度，常用单位增益带宽GB*表示；抗扰动 性：包括抗输入扰动、闭环输出阻抗，前者是输岀电压抗输入电压扰动的能力, 后者是输出电压抗负载扰动的能力.电压模式开关电源系统由于LC滤波环节引入的二阶谐振峰，使得系统在某些情况下稳定裕度很小.由于电压单环控制，当输入电压变化时，由于功率级输 出滤波的延时作用,输岀电压将延时变化，再经误差放大器补偿网络的延时滞后,IW调节器

31、产生的占空比变化也将滞后.这导致了暂态响应缓慢。一般来说，一个n阶系统釆用n个反馈变量来控制效果最好，开关电源是一个采用电感、电容的二阶系统，因此用双环控制比单环控制效果好。电流模式是电流 内坏和电压外环组成的一种双环控制，比较常用的有峰值电流控制和平均电流控 制。由于引入了电流内环控制，输入电压和负载的变化将首先反应在电感电流上, 电感电流的变化即可控制有效占空比的变化，这样就提高了调节的快速性；由于 限制了电感电流，这本质上就防止了系统过流。此外，电流模式“控制到输出” 环路补偿的函数，近似为一阶函数，而电压模式由于LC滤波环节引起的谐振峰, 为二阶函数，因此电流模式的补偿要比电压模式简单

32、。要分析稳定性，就必须将功率电路和控制电路的传递函数结合起来分析。在章节2.2中我们已经得出了功率电路函数，而在CCM模型下分别使用复杂模型和 简单模型，得出的结果是不同的，下面将分别介绍。而DCM功率电路函数和CCM 模型简单模型很接近，不再特别作分析。2.3.1CCM简单模型的控制电路设计现在我们来看控制电路函数。在图2.1中，我们可以得出控制电路&到(s)的函数为:恥)Ggf ；Kf则电流型回路的环路函数如下:(2.15)7 护 H(s)£gJs)GQCCM简单模型和DCM模型非常接近，它们的差别仅在于极点位置的不同。这里主要介绍CCM简单模型下的控制电路设计。CCM下

33、的简单模型传递函数为：Gw(s)=R/ (sCR+1),也就是说，T在/前面就有一个极点和$引入的零极点。接下来考虑GO设计,II我们将从低频扰动抑制，回路稳定和高频抑制来一步步进行回路的设计。设计过程1：首先是考虑G°($)的零极点个数以及分布，步骤如下: 第一步，为了低频扰动抑制好，原始极点几一般都要。从直流部分开始，增益下降速度为20dB/dec。这样在低频下，增益就能做到很高，有效提高输入电压 信号低频干扰和电流负载调节能力以及输出电压精度。如果没有其它零极点，原 始极点引入90。相位延迟，极点点也引入9。相位延迟，加上负反馈即相位延迟，环路不容易稳定.第二步，稳定性的考虑.

34、这种情况下要引入一个零点九£ （£不同的情况下,位超前：同时保证增益曲这里指最小£,即£），这样可以引入tan'1 A的申 fz线穿过£时候，增益下降速度20dB/dec。第三步.高频抑制的考虑。希望了增益在fc以后，以-40dB/dec的速度往下走。则要增加一个极点人八在£ （指£的最大值，即£昨）后面。这样我们确定是釆用一个极点一个零点（有原始极点）补偿结构，如图2. 6所示。设计过程2： £位置的确定。开关电源作为采样系统，带宽一定要小于0.5/；.同时考虑开关噪声抑制，一般设计中带宽力小于

35、0.广0.2Z。在满足上面两个条件下，我们可以初步确定最大的/ （称为几昨）值。接着来确定£的准确位置,先来看传递函数T（$）：3%）屠話函金芝誥(2.16)I OR2根据前面提到的零极点的大概位置，单位增益带宽时，环路增益:II 口九）IFI|H|害半也1« & %则单位增益带宽为：(2,17)哄=11丹II鲁令%=ll H |辛化公式（2.9）中|叭¥拦设计后是个固定值，所以我们根据上面的限定最大/（I KfC带宽£ max来确定II II»目标是确定接下来看120Hz的抑制，如果人，人，远大于120Hz,那么在120Hz处有：)心

36、吋盒詈/12。设计过程3,确定零极点的具体位置。在第2步里，我们假设7X0最大的带宽为:叭，最小为f* 因此补偿的零极点位置要满足九几罰；/人，我们假设£"/£”=“，£”/£产心在上述CCM简单模型下，Kc=l.如果简单模型的假设条件和实际相差比较远的 时候，或者是DCM模式下，那么Kc就不等于1°则补偿回路的相位延迟为270°* tan'1 K】+ tan'1KKc2.3.2 CCM复杂模型使用复杂模型来描述的，一般是设计使的情况。这个时候，通常 K还是把它当作一个极点系统来补偿，通过仿真工具来细调。如果

37、把功率电路看成带LC谐振的系统，这时由于LC谐振引起的相位延迟接近为180%因此控制回路的相位延迟要小于180%由于负反馈环路的存在, 这时要保持回路稳定，就要求补偿回路有相位超前作用。可以用三个极点和二个零点的补偿方式，如图2. 7所示:图2.7补偿回路：三极点，双零点补偿#(2.19)1(1 十我 2)(1+ S&G)sRlCl (1 + sR2 C2 )(1 + sR3C3 )则补偿回路的相位延迟：270°+2阪律-2画-7A咖=昭i 盘 17爲喙:誼2Lf$ Q® »(2.20)R2DTDc 11 RCf7D假设F®22讦:R1 lLfs

38、 1 + D_ - -一- 一 一 > /2) 0I +1+(1 + D)R f c VLC VDR 2D 2Lfs回路系数的设计，分析和设计过程和2.31近似.2.4 CCM电流型控制降压型设计建模这里对论文的设计目标作系统建模：在2.55.5V电源下用降压型PVM调制 开关电源产生0.95V输出电压,在待机情况下（即极低负载电流下）使用LDO 方式（通常使用burst模式）降低自身功耗，提髙转换效率的开关电源.设计要求（带很小ESR电阻）：输出电压0.95V输入电压V-2.55.5V基准源0.9V输出纹波：<40mVNORM :100"500mA开关频率：lOOOKH

39、z设计步骤-（1）功率电路设计，目标是工作在CCM模式下，步骤一，计算Z。，C。根据CCM模式下，电感取值要求：务DDR经过组合计算L>2.27E-6为了使电流纹波小，即吒，耳更趋向于0,这样模型更接近简单模型的假设条件, 这里取L值相对大.取 Lo =3.3E-6下面来确定输出电容值V 不考虑输出电容的ESR电容的情况下：g 兀O5E-6,取 Co=10E-6陶瓷电容的E5R电容非常小，这里采用陶瓷10uF电容。21步骤二，功率电路的传递函数GJs尸R/ (sCR+1)针对不同的负载.G/s)的2个参数计算如下表所示:R100= ° CRfQ185.56E+O38.85E+0

40、23.62.78E+044.42E+03(2) 环路设计步骤一，根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，即增益曲线的OdB频率.确定带宽：带宽限制/<O.2/=2E+5Hz如果带宽是变化的，那么取最大带宽/=lE+5Hz步骤二，补偿回路确定和设计根据章节2.3.1中分析，对CCM电流型，符合简单模型的应用的补偿采用2极点，1零点方式.从2. 3.1中得到的环路函数:3盹證舄侖擁 T HII遵寻时IIHII掘丄& RfC23#可以看出在不同负载下，带宽不变。而且只和功率电路中的丄有关系，和负 RfC载等都没有关系。希望带宽不变的情况下，|刃|¥就做成不变的形式。但是一 般来

41、说，如果在电压分压电阻串中，要求静态功耗相同的情况下，可以比较容易 发现，要调节输出电压，一般调节R1,在输岀电压要求升高，也就是|/|变小的时候，R1却是增加的,由于R2-般内建，所以|刃|半很难在不同输出电压 下，做成相同.这样我们就换一种补偿电路形式，当然传递函数还是符合补偿需 求的。#图2.补偿回路（1+伙心）这样环路函数和单位增益带宽公式变成III25#（1 +眾心）SRfiy妇皿I浮存II HIIKf K、c2 1#可以看到在电路中，R1.C2是外部器件，内建是C1.设计带宽是固定值的情况下, 这里C1不变，则设计保证|H|C2不变即可。前面根据时钟频率，己经初步确定带宽£

42、;=lE+5Hz,接下来设计|刃|学和&： 首先取心=05, 下面我们SII 7/11=0. 5,的情况下，设计字可以求得：-=6.28*X*RfC/|Z/|=6.28 现在根据功率电路的相位延迟来确定极点和零点位置。功率电路相位延迟:画七对应不同的RHP,相位延迟分别为:CCM降压转换器主电路的相位延迟表fcf0tor厶A 单位：01.00E+058.85E+O289.5L00E+054.42E+0387.5如果系统的相位逾量为55S那幺补偿电路设计的相位延迟分别为：215.5°和217.5°>1下面来确定零极点的位置，取极点刀为误差放大器的带宽，设定为35

43、倍£补偿回路的相位延迟为:9272 占 K取K=4,则补偿回路的相位延迟约为210°这样整个回路的相位裕量为：60.5飞2.5。然后确定补偿的各个频率点:则：£ 产 25KHz.现在我们来确定电阻.电容值，假设C2=10P则C产1.59P根据零极点位置和计算公式可以得到:R1=637K还有一个电源性能参数是| r（f = 120） II,章节2. 3.1中有T(f"20 円 H| 害字/120Kr z/rHRRf201ogl0(| T(f = 120)|)单位：dB0.5180.51200.512073.5则对输入电源120Hz扰动的

44、抑制为73.587.4dB设计结果：Mil 电 5电流型控制结果无源器件£=3.3E-6；Co=10E-6带宽£=100KHz相位逾量62. 564 5°120Hz抑制73. 587, 4dB补偿回路R 产637KC产 1.59E-12； C2=10E-12可以看出上面的补偿回路的器件是可以在芯片中实现的。第3章 开关电源的损耗分析和改进效率设计本章主要介绍降压型PWM开关电源效率损耗；接着介绍提高效率的设计考虑，其中着重介绍电流检测技术和同步整流技术。3.1开关电源损耗源分析电感电阻，整流管非理想对升压转换的影响29#电感内阻血，在降压拓扑中，类似电源内阻，在整

45、个7；时间内有效，而且通过的电流是人考虑电感内阻输出和输入的关系:(3.1)同样的分析整形管（diode前向导通电压乙，导通电阻非理想对升压转换的影响，最后可以总结出：(12)R* R + Rl + DRd上面损耗的考虑中忽略了电流的波动。如果考虑电流的波动，那么非理想因素对 效率的影响更大。可以看到如果用普通二极管作整流管，它在P相对低压的情况 下，对效率的影响很大。这个目前比较多的做法是用同步整流的做法来克服（只 针对小功率单片式开关电源芯片），也就是说，用内建MOS管代替二极管实现整 流作用。由于M0S管是双向控制器件，必须同步控制它的栅极电压，使其在整流 结束后关闭，所以叫做同步整流。

46、下面的交流损耗分析，将基于同步整流型的拓 扑来分析讨论。3.1.2开关管和同步整流管的损耗损耗主要还集中在功率级MOS管及其驱动电路上。设心为单位宽度的沟道电阻，么切为传导均方根电流，do为单位周期单位宽度MOS管充放电损耗.PMOS 管驱动电路高电平为V如低电平为V时NMOS管驱动电路高电平为 J 低电平为则各个损耗源为:conductkm _* &ti = "drfmt) * 才本论文中功率级开关管为PMOS管p整流管为NMOS管，因此PMOS管和NMOS管分别在dT-和（l-d）T.时间内导通，传导损耗为:+ Lac) =(1").尸+扌(1一).(¥

47、;)(13)2-2丄2> r2 -)ipMosag) = i“g + © = a +-«<! I(3.4)开关损耗：设场。为单位周期单位沟道宽度功率管的充放电能量，则:(3.531#E网=(2% (-NN + 严 + 孕)+0尸(3.6)其中各个电容为功率级MOS管的栅极寄生电容。综合以上分析，与功率MOS管相关的功率损耗为:(3.7)戸如"&；+% (Egc + E血J3. L3其它损耗#器件的寄生电容损耗,寄生电容主要包括：开关管，整流管等的寄生电容#等等。电感的交流损耗叫：在电感上工作电流处于非连续的时候，当电流变成0后，由于电感有漏感以

48、及相应点的寄生电容的共同作用，会有逐渐衰减的振荡产 生。这就是电感的交流损耗。其它还有器件的漏电流，封装等等其它因素引起的交流损耗。3.2效率相关因素及提高效率的手段DC DC的转换效率与引起直流交流损耗源的众多因素有关，包括：工作频率、管子尺寸.器件尺寸、负载情况、工作模式等等都有关系，本节对转换效率相关 的主要因素进行了分析，并提出了几种提高效率的措施。总功耗低频下以传导损耗为主,高频下以开关损耗和驱动损耗为主，若在MHz量级工作频率下保持足够输出驱动能力，则由于开关损耗所占比重很大且无法继 续降低，效率将很难达到90%同步整流中若采用ZVS控制技术，可大幅度降 低系统开关损耗。此外，对于

49、一定的电感值，由电感电流纹波与工作频率的关系可知，王作频率越高，电感电流纹波越小，导通损耗也越小。2.功率管和整流管尺寸功率开关管和整流管的尺寸决定了管子的导通电阻，与负载电流一起，共同决定了同步整流PWM开关的传导损耗.而管子尺寸和驱动电路确定以后，开关损 耗和驱动损耗不再随负载电流变化，因此PWM控制时重载下以传导损耗为主，轻 载下以开关损耗为主.DC-DC系统为了提供足够大的输出电流，开关管和整流管的宽长比一般都非 常大，宽长比设计主要考虑要求的导通电阻和驱动电流大小。3.利用改进电流检测环节来提高效率电流模式控制同步整流DCM工作模式、过流检测等环节都需检测电感电流,针对集成DC-DC

50、控制芯片来讲，一般使用的检测方法分为以下几种:传统的检测方法是用电感串连一个电阻，通过检测电阻上的压降来判断电流大小。同时考虑到检测到的电压值要输入比较器或运放，要求这个电压值要远大于比较器或运放的失调电压,此最小取105V左右，对于3.3V输出、1A负载35#电流来讲，该检测环节将使效率降低3.3%,输出电压越低，效率降低的就更严重。一种改进的方法是用工作于线性区的功率级MOS管的导通电阻氐来代替上述方法中的检测电阻，直接检测MOS管两端压降作为检测电压值，这种方法避免了额外的功耗，但缺点是精度不够,#和V“是随工艺和温度而变的，导致氐随温度按指数关系变化。另一种无损耗检测方法是由Midya

51、提出的，他是基于电感上的电压电流关系 赳di/dt,将电感上的电压通过一个积分器，便得到I/L,己知L值便可得到L值。这种方法同时具有高精度和低功耗，但L值的选取却因此而受限.3.1利用积分器来检测电感电流实际中为检测MOS管电流经常使用的方法是将功率级MOS管两端并联一小尺寸MOS管，如图32所示.PMOS为功率开关管，PMOS.为并联的电流检测MOS管，两管中电流之比为Ipire ：= N If N越大，PM0Smm4管消耗功耗越小。运放的作用是强制PMOS和PMOS的漏极电位相同，减小沟道调制效应的影响。附加的P0管使运放组成一个负反馈环来稳定系统，组成IT转换器，感应#出电压。37#P

52、MOS中电流需精确反应PMOS管中电流情况，若N取的太大，则两个MOS管容易不匹配，他们之间很小的耦合，会导致感应电流的很大误差。N 般取1000 左右。的值很小，可以用多晶硅电阻。根据图3.2的原理，可以设计下面电路图3.3.图3.3(a)是电流检测电路,(b)是对应的功率电路，可以看到roostL9和L317比例是1000： 1,而电阻为 2k0hm,所以电流反馈电阻，相当于是2Rds, 般来说内建mos管，除了管子本身 的电阻，还要考虑布局上的寄生效应这里开关管本身的电阻约为50m0hm,布局寄生的电阻为约0. 20hm,这样Rds=O. 250hm,电流反馈电阻为0.50hm.13电流

53、检测电路选择何种电流检测方式取决于适用的场合，需要折中精度和成本。除了上述几项因素和措施外，与转换效率相关的因素还有倒相器链尺寸、输入端寄生电感、电源内阻.占空比.负载.工作模式、控制方式、电路静态功耗等。若想进一步提高效率，还必须针对具体电路拓扑结构，对每一项损耗源进行分析，并采用最优的工作模式和控制方式3.3同步整流技术提升效率在输出为低电压的应用中，传统的整流二极管中0.7V左右的导通压降已成为变换器的重要损耗源。利用具有低导通电阻的MOS管取代二极管整流的同步整流技术，使转换效率得到很大的提髙。同步整流buck基本结构如图3.4所示,D和D分别为整流管和开关管的寄生二极管，G为LX点对

54、地的寄生电容。二极管整流时，由于其在（1-D） T.时间内导通.因此转换器的最大效率被限制在:o3.4同步整流Buck功率电路Vd为二极管上导通压降，一般二极管有0.7V,肖特基二极管也有0. 3V.而利用MOS管整流时，其上压降可以通过采用大W/L管子而降得很低，可以显着提高转换效率。与二极管整流不同，由于MOS管具有双向导通的特性，因此可能存在开关管和整流管同时导通的状态，此时从V。到地存在低阻通路，损耗很大。为避免这种情况，在两管轮流导通之间插入一段两管均不导通死区时间，死区时间的设置 应大小适中，若死区时间过长，则Dn和Dp均会导通.引起较大功耗：若死区时 间过短.LX点电还未放完，则

55、会通过整流管和开关管来充放电，也将引起较大 损耗。采用同步整流技术时Buck功率级每个周期可以分为四个阶段:1.电感充电阶段：开关管导通，LX充电到,电感上压降为(Vc-V)>0, I.线性上升.2.关闭开关管，进入死区时间，C,通过L放电，h不再线性上升，当LX放电到V时，Il到达最大值。G很小，放电时间很短，若死区时间大于放电时间, 为L要续流，D.导通，导致LX放电到-0.7V。3电感放电阶段：整流管导通，LX=O,电感上压降为(一V.), L线性下降.重载情况下，电感电流不会下降到0；轻载情况下，电感电流下降到0后会反向.4关闭整流管，进入第二个死区时间，若电感电流不反向，则为确保:L续流,6导通，LX下降到-0. 7V；若电感电