烟台大学通信工程课程设计

1、通信工程 综合课程设计烟 台 大 学通信工程专业综合课程设计数字调制系统仿真院 系： 专 业： 班 级： 姓 名： (组长)XXX 学号 (1号)XXX 学号 (2号)XXX学号 (3号)XXX 学号 指导老师：××× 2014年 11月 18 日目录1数字调制系统原理11.1 二进制数字调制系统原理11.1.1 2ASK调制原理11.1.2 2FSK调制原理21.1.3 2PSK调制原理31.2 2ASK、2FSK、2PSK的性能比较41.2.1 误码率41.1.2 频带宽度51.2.3 对信道特性变化的敏感性51.2.4 设备的复杂程度61.3 多进制数字调制

2、系统原理61.3.1 MASK调制原理61.3.2 MFSK调制原理71.3.3 MPSK调制原理81.4 多进制数字调制系统性能分析102 数字调制系统仿真122.1 二进制数字调制系统仿真122.1.1 2ASK调制系统仿真122.1.2 2FSK调制系统仿真142.1.3 2PSK调制系统仿真152.2 多进制数字调制系统仿真172.2.1 MASK调制系统仿真172.2.2 MFSK调制系统仿真182.2.3 MPSK调制系统仿真192.3 数字调制误码率分析203 成员分工及小结234 附录24附录1 二进制数字调制系统仿真24附录2 多进制数字调制系统仿真25附录3 误码分析283

3、41数字调制系统原理1.1 二进制数字调制系统原理1.1.1 2ASK调制原理 2ASK二进制振幅调制就是用二进制数字基带信号控制正弦载波的幅度，使载波振幅随着二进制数字基带信号而变化，而其频率和初始相位保持不变。信息比特是通过载波的幅度来传递的。其信号表达式为：，S(t)为单极性数字基带信号。由于调制信号只有0或1两个电平，相乘的结果相当于将载频或者关断，或者接通，它的实际意义是当调制的数字信号“1”时，传输载波；当调制的数字信号为“0”时，不传输载波。2ASK信号的时间波形e2ASK(t)随二进制基带信号S(t)通断变化。所以又被称为通断键控信号。典型波形如图1-1所示。 图 1-1 典型

4、2ASK波形e2ASK(t)为已调信号，它的幅度受s(t)控制，也就是说它的幅度上携带有s(t)的信息。2ASK信号的产生方法通常有两种：模拟调制法（相乘器法）和键控法。模拟调制法就是用基带信号与载波相乘，进而把基带信号调制到载波上进行传输。键控法由s(t)来控制电路的开关进而进行调制。两种方法的调制如图1-2和图1-3所示。图 1-2 模拟调制法（相乘器法）图 1-3 键控法1.1.2 2FSK调制原理一个2FSK信号可以看成是两个不同载波的2ASK信号的叠加。其解调和解调方法和FSK差不多。2FSK信号的频谱可以看成是f1和f2的两个2ASK频谱的组合。频移键控是利用载波的频率来传递数字信

5、号，在2FSK中，载波的频率随着二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化，频移键控是利用载波的频移变化来传递数字信息的。在2FSK中，载波的频率随基带信号在f1和f2两个频率点间变化。故其表达式为：典型波形如图 1-4所示。图 1-4 2FSK典型波形图2FSK的调制方式有两种，即模拟调频法和键控法。本次设计采用键控法。键控法中可以用二进制“1”来对应于载频f1，而“0”用来对应于另一频率f2，而这个可以用受矩形脉冲序列控制的开关电路对两个不同的独立的频率源f1、f2进行选择通。键控法原理图如图1-5示.图1-5 2FSK调制原理图1.1.3 2PSK调制原理在二进制数字调制中，当正弦载波的

6、相位随二进制数字基带信号离散变化时，则产生二进制移相键控(2PSK)信号。2PSK信号调制有两种方法，即模拟调制法和键控法。通常用已调信号载波的 0°和 180°分别表示二进制数字基带信号的 1 和 0，模拟调制法用两个反相的载波信号进行调制。2PSK以载波的相位变化作为参考基准的，当基带信号为0时相位相对于初始相位为0°，当基带信号为1时相对于初始相位为180°。键控法，是用载波的相位来携带二进制信息的调制方式。通常用0°和180°来分别代表0和1。其时域表达式为：其中，2PSK的调制中an必须为双极性码。本次设计中采用模拟调制法。

7、两种方法原理图分别如图1-6和图1-7所示。图 1-6- 模拟调制法原理图 图 1-7- 键控法原理图1.2 2ASK、2FSK、2PSK的性能比较1.2.1 误码率在数字通信中，误码率是衡量数字通信系统最重要性能指标之一。表1-1列出了各种二进制数字调制系统误码率公式。表1-1 二进制数字调制系统误码率及信号带宽名称2DPSK2PSK2FSK2ASK相干检测（相干-码变换）相干检测（）（相干-码变换）非相干检测带宽备注   应用这些公式时要注意的一般条件是：接收机输入端出现的噪声是均值为0的高斯白噪声；未考虑码间串扰的影响；采用瞬时抽样判决；要注意的特殊条件已在表的备注中

8、注明。表5-1中所有计算误码率的公式都仅是的函数。式中，是解调器输入端的信号噪声功率比。   对二进制数字调制系统的抗噪声性能做如下两个方面的比较： （1）同一调制方式不同检测方法的比较对表1-1做纵向比较，可以看出，对于同一调制方式不同检测方法，相干检测的抗噪声性能优于非相干检测。但是，随着信噪比的增大，相干与非相干误码性能的相对差别越不明显。另外，相干检测系统的设备比非相干的要复杂。 （2）同一检测方法不同调制方式的比较对表1-1做横向比较，可以看出： 1）相干检测时，在相同误码率条件下，对信噪比的要求是：2PSK比2FSK小3dB，2FSK比2ASK小3dB； 2）非

9、相干检测时，在相同误码率条件下，对信噪比的要求是：2DPSK比2FSK小3dB，2FSK比2ASK小3dB。  反过来，若信噪比一定，2PSK系统的误码率低于2FSK系统，2FSK系统的误码率低于2ASK系统。因此，从抗加性白噪声上讲，相干2PSK性能最好，2FSK次之，2ASK最差。1.1.2 频带宽度  各种二进制数字调制系统的频带宽度也示于表1-1中，其中为传输码元的时间宽度。     从表1-1可以看出，2ASK系统和2PSK（2DPSK）系统频带宽度相同，均为2/Tb，是码元传输速率的二倍；2FSK系统的频带宽度近

10、似为，大于2ASK系统和2PSK（2DPSK）系统的频带宽度。因此，从频带利用率上看，2FSK调制系统最差。1.2.3 对信道特性变化的敏感性信道特性变化的灵敏度对最佳判决门限有一定的影响。在2FSK系统中，是比较两路解调输出的大小来做出判决的，不需人为设置的判决门限。在2PSK系统中，判决器的最佳判决门限为0，与接收机输入信号的幅度无关。因此，判决门限不随信道特性的变化而变化，接收机总能工作在最佳判决门限状态。对于2ASK系统，判决器的最佳判决门限为（当时），它与接收机输入信号的幅度有关。当信道特性发生变化时，接收机输入信号的幅度将随之发生变化，从而导致最佳判决门限随之而变。这时，接收机不容

11、易保持在最佳判决门限状态，误码率将会增大。因此，从对信道特性变化的敏感程度上看，2ASK调制系统最差。     当信道有严重衰落时，通常采用非相干解调或差分相干解调，因为这时在接收端不易得到相干解调所需的相干参考信号。当发射机有严格的功率限制时，则可考虑采用相干解调，因为在给定的传码率及误码率情况下，相干解调所要求的信噪比比非相干解调小。1.2.4 设备的复杂程度就设备的复杂度而言，2ASK、2PSK及2FSK发端设备的复杂度相差不多，而接收端的复杂程度则和所用的调制和解调方式有关。对于同一种调制方式，相干解调时的接收设备比非相干解调的接收设备复杂；同为

12、非相干解调时，2DPSK的接收设备最复杂，2FSK次之，2ASK的设备最简单。     通过从以上几个方面的比较可以看出，在选择调制方式时，要考虑的因素是比较多的。只有对系统要求做全面的考虑，并且抓住其中最主要的因素才能做出比较正确的选择。1.3 多进制数字调制系统原理所谓多进制数字调制，就是利用多进制数字基带信号去调制高频载波的某个参量，如幅度、频率或相位的过程。根据被调参量的不同，多进制数字调制可分为多进制幅度键控（MASK）、多进制频移键控（MFSK）以及多进制相移键控（MPSK或MDPSK）。也可以把载波的两个参量组合起来进行调制，如把幅度和相位

13、组合起来得到多进制幅相键控（MAPK）或它的特殊形式多进制正交幅度调制（MQAM）等。1.3.1 MASK调制原理实现电平调制的原理框图如图1-12所示，它与2ASK系统非常相似相同。不同的只是基带信号由二电平变为多电平。为此，发送端增加了2-M电平变换器，将二进制信息序列每个分为一组（），变换为电平基带信号，再送入调制器。相应地，在接收端增加了M-2电平变换器。多进制数字幅度调制信号的解调可以采用相干解调方式，也可以采用包络检波方式。其原理与2ASK的完全相同。  由于采用多电平，因而要求调制器为线性调制器，即已调信号幅度应与输入基带信号幅度成正比。图1-8 

14、进制幅度调制系统原理框图除图5-34所示的双边带幅度调制外，多进制数字幅度调制还有多电平残留边带制、多电平单边带调制等，其原理与模拟调制时完全相同。  MASK调制中最简单的基带信号波形是矩形，为了限制信号频谱也可以采用其它波形，例如升余弦滚降波形，部分响应波形等。1.3.2 MFSK调制原理多进制数字频率调制（MFSK）简称多频制，是2FSK方式的推广。它是用个不同的载波频率代表种数字信息。MFSK系统的组成方框图如图5-35所示。发送端采用键控选频的方式，接收端采用非相干解调方式。  图1-9  多进制数字频率调制系统的组成方框图

15、 图中，串/并变换器和逻辑电路1将一组组输入的二进制码（每个码元为一组）对应地转换成有（）种状态的一个个多进制码。这个状态分别对应个不同的载波频率（）。当某组位二进制码到来时，逻辑电路1的输出一方面接通某个门电路，让相应的载频发送出去，另一方面同时关闭其余所有的门电路。于是当一组组二进制码元输入时，经相加器组合输出的便是一个进制调频波形。    频制的解调部分由个带通滤波器、包络检波器及一个抽样判决器、逻辑电路2组成。各带通滤波器的中心频率分别对应发送端各个载频。因而，当某一已调载频信号到来时，在任一码元持续时间内，只有与发送端频率相应的一个带

16、通滤波器能收到信号，其它带通滤波器只有噪声通过。抽样判决器的任务是比较所有包络检波器输出的电压，并选出最大者作为输出，这个输出是一位与发端载频相应的进制数。逻辑电路2把这个进制数译成位二进制并行码，并进一步做并/串变换恢复二进制信息输出，从而完成数字信号的传输。1.3.3 MPSK调制原理 多进制数字相位调制又称多相制，是二相制的推广。它是利用载波的多种不同相位状态来表征数字信息的调制方式。与二进制数字相位调制相同，多进制数字相位调制也有绝对相位调制和相对相位调制（MDPSK）两种。设载波为，则进制数字相位调制信号可表示为     式

17、中，是高度为1，宽度为的门函数；为进制码元的持续时间，亦即（）比特二进制码元的持续时间；为第个码元对应的相位，共有种不同取值                     且进制数字相位调制信号还可以用矢量图来描述，图1-10画出了2、4、8三种情况下的矢量图。具体的相位配置的两种形式，根据CCITT的建议，图（a）所示的移相方式，称为A方式；图（b）所示的移相方式，称为B方式。图中注明了各相

18、位状态及其所代表的比特码元。以A方式4PSK为例，载波相位有0、和四种，分别对应信息码元00、10、11和01。虚线为参考相位，对MPSK而言，参考相位为载波的初相；对MDPSK而言，参考相位为前一已调载波码元的初相。各相位值都是对参考相位而言的，正为超前，负为滞后。  图1-10  相位配置矢量图    在进制数字相位调制中，四进制绝对移相键控（又称QPSK）和四进制差分相位键控（4DPSK，又称QDPSK）用的最为广泛。下面着重介绍多进制数字相位调制的这两种形式。    

19、 （1）4PSK信号的产生  多相制信号常用的产生方法有：直接调相法及相位选择法。 1）相位选择法。其原理如图1-11所示。图中，四相载波发生器产生4PSK信号所需的四种不同相位的载波。输入的二进制数码经串/并变换器输出双比特码元。按照输入的双比特码元的不同，逻辑选相电路输出相应相位的载波。例如，B方式情况下，双比特码元为11时，输出相位为45度的载波；双比特码元为01时，输出相位为135度的载波等。  图1-11  相位选择法产生4PSK信号（B方式）方框图  图1-11产生的是B方式的4PSK信号。要想形成A方

20、式的4PSK信号，只需调整四相载波发生器输出的载波相位即可。2）直接调相法。B方式4PSK时的原理方框图如图1-12（a）所示。它可以看成是由两个载波正交的2PSK调制器构成，分别形成图1-12（b）中的虚线矢量，再经加法器合成后，得图（b）中实线矢量图。显然其为B方式4PSK相位配置情况。 图1-12  直接调相法产生4PSK信号方框图    若要产生4PSK的A方式波形，只需适当改变振荡载波相位就可实现。（1）4DPSK信号的产生    与2DPSK信号的产生相类似，在直接调相的基

21、础上加码变换器，就可形成4DPSK信号。图1-13示出了4DPSK信号（A方式）产生方框图。图中的单/双极性变换的规律与4PSK情况相反，为0+1，1-1，相移网络也与4PSK不同，其目的是要形成A方式矢量图。图中的码变换器用于将并行绝对码转换为并行相对码，其逻辑关系比二进制时复杂的多，但可以由组合逻辑电路或由软件实现，具体方法可参阅有关参考书。 4DPSK信号也可采用相位选择法产生，但同样应在逻辑选相电路之前加入码变换器。1.4 多进制数字调制系统性能分析根据被调参量的不同，多进制数字调制可分为多进制幅度键控（MASK）、多进制频移键控（MFSK）以及多进制相移键控（MPSK或MD

22、PSK）。也可以把载波的两个参量组合起来进行调制，如把幅度和相位组合起来得到多进制幅相键控（MAPK）或它的特殊形式多进制正交幅度调制（MQAM）等。由于多进制数字已调信号的被调参数在一个码元间隔内有多个取值，因此，与二进制数字调制相比，多进制数字调制有以下几个特点：（1）在码元速率（传码率）相同条件下，可以提高信息速率（传信率），使系统频带利用率增大。码元速率相同时，M进制数传系统的信息速率是二进制的log2M倍。在实际应用中，通常取M=2k，k为大于1的正整数。（2）在信息速率相同条件下，可以降低码元速率，以提高传输的可靠性。信息速率相同时，M进制的码元宽度是二进制的log2M倍，这样可以

23、增加每个码元的能量，并能减小码间串扰影响等。正是基于这些特点，使多进制数字调制方式得到了广泛的使用。不过，获得以上几点好处所付出的代价是，信号功率需求增加和实现复杂度加大。多进制数字调制载波参数有M 种不同的取值，多进制数字调制比二进制数字调制有两个突出的优点：一是有于多进制数字信号含有更多的信息使频带利用率更高；二是在相同的信息速率下持续时间长，可以提高码元的能量，从而减小由于信道特性引起的码间干扰。现实中用得最多的一种调制方式是多进制相移键控（MPSK）。多进制相移键控又称为多相制，因为基带信号有M 种不同的状态，所以它的载波相位有M 种不同的取值，这些取值一般为等间隔。在多相制移键控有绝

24、对移相和相对移相两种，实际中大多采用四相绝对移相键控（4PSK，有称QPSK），四相制的相位有0、/2、3/2 四种，分别对应四种状态11、01、00、10。2 数字调制系统仿真本章主要介绍对二进制数字调制系统和多进制数字调制系统进行仿真实验，得到相应的调制信号的波形和功率谱，并在次基础上将信道加入高斯白噪声，进行解调，得到相应的解调信号。从而加深了对数字调制系统的理解和认识。2.1 二进制数字调制系统仿真2.1.1 2ASK调制系统仿真1. 随机信号的产生图2-1随机信号的产生2. ASK信号调制图2-2 2ASK调制信号3. 傅里叶频域分析图2-3 2ASK频谱4. 信道加噪声后信号图2-

25、4 加噪调制信号5. 接收信号的解调图2-5 解调过程6. 解调出的二进制信号图2-6 解调后信号2.1.2 2FSK调制系统仿真1.随机信号的产生图2-7随机信号的产生2.FSK信号调制图2-8 2FSK调制信号3.功率谱分析图2-9 2FSK调制信号功率谱4.信道加噪声后信号图2-10 信道加噪声后信号 5.接收信号的解调图2-11解调高频率信号图2-12 解调低频率信号6.解调出的二进制信号图2-13 解调出的二进制信号2.1.3 2PSK调制系统仿真1. 随机信号的产生图2-14 随机信号的产生2.PSK信号调制图2-15 2PSK调制信号3.功率谱分析图2-16 2PSK功率谱4.信

26、道加噪声后信号图2-17 信道加噪声后信号5.接收信号的解调图2-18 解调过程7. 解调出的二进制信号图2-19 解调出的二进制信号2.2 多进制数字调制系统仿真多进制数字调制是利用多进制数字基带信号去调制载波的振幅、频率或相位。由于多进制数字调制信号的被调参数在一个码元宽度内有多个可能的取值，因此与二进制数字调制相比，具有以下两个特点：(1)在相同的信道码元传输速率下，L进制系统的信息传输速率是二进制系统的logL倍；(2)在相同的系统传信率下，多进制信道的符号速率可以低于二进制的符号速率，因而所需信道带宽减小。因此，多进制调制方式获得了广泛的应用，成为提高通信效率的主要手段。2.2.1

27、MASK调制系统仿真多进制振幅键控(MASK)又称为多电平调制，它可以看成是时间上互不相容的多个不同振幅值的通断键控信号的叠加。与2ASK信号相比，这种体制的优点在于频带利用率高。现以四进制振幅键控为例，四进制振幅键控(4ASK)是载波幅度受到多进制数字基带信号的调制，每个多进制码元含有2 b的信息，用双比特元(ab)代表这两个比特。发送码元序列编码时需要先形成双比特元，然后用四种幅度之一的载波去表示它。4ASK调制信号的仿真图如下：图2-20 4ASK调制信号由仿真结果图可以看出，载波幅度受到数字基带信号的调制，载波幅度由双比特元决定，当双比特元为00，01，10，11时，载波信号的幅度分别

28、调制为A V，2A V，3A V，4A V。2.2.2 MFSK调制系统仿真多进制频移键控(MFSK)是载波的频率受到多进制数字基带信号的调制。四进制频移键控(4FSK)采用4个具有不同频率的载波信号分别表示四进制码元，每个码元含有2 b信息，用双比特元(ab)表示。4FSK调制信号的仿真图如下： 图2-21 4FSK调制信号由仿真结果图可以看出，载波频率受到数字基带信号的调制，当双比特元为00，01，10，11时，载波信号频率调制为1Hz，2 Hz，3 Hz，4 Hz。2.2.3 MPSK调制系统仿真多进制数字相位调制又称多相制，它利用载波的多种不同相位或相位差来表征数字信息的调制方式。4P

29、SK常称为正交相移键控(QPSK)，它的每个码元含有2 b的信息，用双比特元(ab)表示。发送码元序列编码时需要先形成双比特元，然后用四种相位之一去表示它。它们与相位之间的关系通常按格雷码的规律安排。4PSK调制信号的仿真图如下：图2-22 调制及加入噪声后仿真图图2-23 解调过程图图2-24 解调后序列与原始序列比较2.3 数字调制误码率分析误码率（BER：bit error ratio）是衡量数据在规定时间内数据传输精确性的指标。误码率=传输中的误码/所传输的总码数*100%。如果有误码就有误码率。另外，也有将误码率定义为用来衡量误码出现的频率。通过Matlab仿真模块，对相同进制的AS

30、K、FSK、QSK误码率进行仿真分析，对比其误码率大小，然后，对MPSK，取进制M=2、M=4、M=8、M=16时，仿真误码率曲线并进行分析，最后，对MFSK进行仿真，列出M=2、M=8的误码率仿真曲线，将两种进制的频移键控的误码率曲线放在同一个窗口中，有助于分析对比。（1） 相同进制的ASK、FSK、QSK误码率进行仿真分析图2-25 ASK、FSK、QSK误码率曲线图由上图分析可知，ASK误码率最高，PSK误码率最低，且三种调制系统的误码率都随信噪比的增大而减小。（2） 对MPSK，取进制M=2、M=4、M=8、M=16时，仿真误码率曲线并进行分析16psk8psk4psk2psk图2-2

31、6 MPSK的误码率曲线比较图中横坐标是信噪比，纵坐标是信号的误码率。在这里着重比较不同进制间的误码率性能。从图中可以看出，相同的信噪比的情况下，误码率R2<R4<R8<R16。虽然仅仅列出了四个进制的相移键控的误码率曲线，可以验证，在同等信源，相同信道传输时，多进制误码率更高，这就是多进制传输为了得到更高的传输效率所付出的代价。图2-27 MFSK的误码率曲线比较2FSK8FSK（3），对MFSK进行仿真，列出M=2、M=8的误码率仿真曲线，将两种进制的频移键控的误码率曲线放在同一个窗口中，有助于分析对比。图中横坐标是信噪比，纵坐标是信号的误码率。在这里比较M=2和M=8是

32、的MFSK误码率性能。从图中可以看出，对于给定的误码率，需要的带宽随M的增大而下降，即所需的信号功率随M的增大而下降。但是由于M的增大，MFSK信号占据的带宽也随之增加，这相当于用频带换取了功率。3 成员分工及小结通过在本次设计中的实践明白了自己知识上的误区，例如，在低通滤波的过程中，主要目的是滤去高频分量，滤去载波成分，所以对于低通滤波器的截止频率的设置较为关键。而在2PSK的调制与解调中所用信号为双极性的信号，因此要将在本次设计中产生的单极性信号经过码的变化形成双极性码来传输。本次设计只是按理论上的知识结构进行简单地系统构建，目的是明确数字基带传输的原理及过程，而对于具体问题，例如，实际中

33、信道噪声一般为高斯白噪声，本次设计为简便并未采用而是用rand函数产生了随机噪声信号。此外，还有在2PSK实际传输系统中，在恢复载波的过程中会出现“倒现象”即相位模糊现象，但是在本次设计中直接在解调时给其同频同相的载波，所以不会出现此种现象，因为不必考虑。这是自己第一次利用Matlab编程功能实现通信原理中基础知识系统地构建，以前都是利用Matlab中Simulink模块搭建系统来实现，通过自己亲自去动手和调试我明白了实践的重要性，尤其是对程序的调试，更需要大量的时间反复上机运行，发现错误并改正，这样也就加强了自己对程序分析的能力，更深刻地明白了通信原理中的知识内容，更进一步懂得了理论联系实际

34、的含义，同时提高了自己的思考能力，使得自己对课本里的内容理解、记忆地更加透彻，这无论是在我以后的工作中或是学习中都是非常有用的。数字调制技术的发展日新月异，如今在现实中应用的数字调制系统大部分是经过改进的，性能较好的系统，但是，作为理论发展最成熟的调制方式，ASK，FSK，PSK 等的研究仍然具有很重大的意义，因此，我们选择了这几种调制方式做仿真研究。仿真这几种理论已经很成熟的数字调制方式，一方面，可以更容易将仿真结果与成熟的理论进行比较，从而验证仿真的合理性；另一方面，也可以以此为基础将仿真系统进行改进扩展，使其成为仿真更多的数字调制方式的模板。另外，数字调制系统只是通信系统的一个重要组成部

35、分，因此，我们所设计的数字调制仿真系统也可以扩展成通信系统的仿真。这种扩展只需在输入端与调制器间增加一些数字基带处理模块，如信源编码、加密、信道编码等，在解调后增加相应的解码解密器即可。4 附录附录1 二进制数字调制系统仿真1、2 ASK：close allclear alln=16;fc=1000000; %fc>=bitRate fc/bitRate为每个二进制包含sin周期个数bitRate=1000000;N=50;%noise=ti;noise=10;signal=source(n,N);transmittedSignal=askModu(signal,bitRate,fc,N

36、);signal1=gussian(transmittedSignal,noise);configueSignal=demoASK(signal1,bitRate,fc,n,N);2、2FSKclose allclear allti=0;fpefsk=;startn=-6;endn=18;for ti=startn:endnn=1000;f1=18000000;f2=6000000;bitRate=1000000;N=50;noise=ti;signal=source(n,N);transmittedSignal=fskModu(signal,bitRate,f1,f2,N);signal1=

37、gussian(transmittedSignal,noise);configueSignal=demoFSK(signal1,bitRate,f1,f2,N);configueSignal;3、2PSKclose allclear alln=16;fc=1000000;bitRate=1000000;N=50;noise=10;signal=source(n,N);transmittedSignal=bpskModu(signal,bitRate,fc,N);signal1=gussian(transmittedSignal,noise);configueSignal=demoBPSK(si

38、gnal1,bitRate,fc,n,N);附录2 多进制数字调制系统仿真1、MASK调制% 多进制数字幅度调制 MASK% 本例 M=4N=20;f=2;t=0:2*pi/99:2*pi;m1=;c1=;for i=1:N/2                       %M=4，设置4种取值情况    temp=rand;&

39、#160;   if(temp<0.25)        ak(i)=0;bk(i)=0;    elseif(temp<0.5)        ak(i)=0;bk(i)=1;    elseif(temp<0.75)       

40、0;ak(i)=1;bk(i)=1;    else        ak(i)=1;bk(i)=0;    endendfor i=1:N/2                       %根据4种取值情况 进

41、去对应取值    if(ak(i)=0)&(bk(i)=0)        m=zeros(1,100);    elseif(ak(i)=0)&(bk(i)=1)        m=ones(1,100);    elseif(ak(i)=1)&(bk(i)=0)  

42、60;     m=2*ones(1,100);    else        m=3*ones(1,100);    end    c=sin(f*t);    m1=m1 m;    c1=c1 c;endask=c1.*m1;subplot(211); 

43、     %绘制图形plot(m1)title('随机产生数字信号');axis(0 50*N -0.1 4);subplot(212);plot(ask)title('4ASK信号');axis(0 50*N -4 4);2、MFSK调制% 多进制数字频率调制 MFSK% 本例 M=4N=20; f1=1; f2=2; f3=3; f4=4;t=0:2*pi/99:2*pi;m1=;c1=;b1=;for i=1:N/2      %根据4FSK 取4

44、种不同情况    temp=rand;    if(temp<0.25)        ak(i)=0;bk(i)=0;    elseif(temp<0.5)        ak(i)=0;bk(i)=1;    elseif(temp<0.75) 

45、       ak(i)=1;bk(i)=1;    else        ak(i)=1;bk(i)=0;    endendfor i=1:N/2      %对应4种情况分别取值为0、1、2、3    if(ak(i)=0)&(bk(i)=0) 

46、;       m=ones(1,100);        c=sin(f1*t);        b=zeros(1,100);    elseif(ak(i)=0)&(bk(i)=1)        m=ones(1,100); 

47、;       c=sin(f2*t);        b=ones(1,100);    elseif(ak(i)=1)&(bk(i)=0)        m=ones(1,100);        c=sin(f3*t); &#

48、160;      b=2*ones(1,100);    else        m=ones(1,100);        c=sin(f4*t);        b=3*ones(1,100);    end

49、60;   m1=m1 m;    c1=c1 c;    b1=b1 b;endfsk=c1.*m1;subplot(211);       %绘制波形plot(b1)title('随机产生4进制数字序列');axis(0 50*N -0.1 4);subplot(212);plot(fsk)title('4FSK信号');axis(0 50*N -1.1 1.1);3、MPSKfu

50、nction mdpsk()sim('m_dpsk');t1=ScopeData(:,1);y1=ScopeData(:,2);t2=ScopeData1(:,1);y2=ScopeData1(:,2);t3=ScopeData2(:,1);y3=ScopeData2(:,2);t4=ScopeData3(:,1);y4=ScopeData3(:,2);subplot(4,2,1);stairs(t1,y1),axis(0 20 -1/2 8),grid;xlabel('源信号')subplot(4,2,3);plot(t2,y2),grid;xlabel(&#

51、39;调制后的波形')subplot(4,2,5);plot(t3,y3),grid;xlabel('经过高斯信道后的波形')subplot(4,2,7);stairs(t4,y4),axis(0 20 -1/2 8),grid;xlabel('相干解调后的波形')n1=1024;f1=(-n1/2:1:n1/2-1);s=fft(y1,n1);subplot(4,2,2);plot(f1,abs(fftshift(s),%axis(-30 30 0 7)xlabel('源信号频谱')n2=1024;f2=(-n2/2:1:n2/2-1)

52、;s=fft(y2,n2);subplot(4,2,4);plot(f2,abs(fftshift(s),%axis(-400 400 0 300)xlabel('调制后的频谱')f2=(-n2/2:1:n2/2-1);s=fft(y3,n2);subplot(4,2,6);plot(f2,abs(fftshift(s),%axis(-400 400 0 300)xlabel('经过高斯信道后的频谱')f2=(-n1/2:1:n1/2-1);s=fft(y4,n1);subplot(4,2,8);plot(f2,abs(fftshift(s),%axis(-40

53、0 400 0 300)xlabel('解调后的频谱')附录3 误码分析P=CheckRatePe(signal,configueSignal,n)fpefsk=fpefsk,P;endfigure(8);semilogy(startn:length(fpefsk)+startn-1,fpefsk);grid on;title('Bit Error Rate Of FSK');xlabel('r/dB');ylabel('PeFSK');load PeRatesave PeRate.mat fpefsk fpeaskN = 2*1

54、05;% 2PSK误码率计算M = 2;thetaMpsk = 0:M-1*2*pi/M; Es_N0_dB = 0:25; ipPhaseHat = zeros(1,N);for ii = 1:length(Es_N0_dB) ipPhase = randsrc(1,N,thetaMpsk); ip = exp(j*ipPhase); s = ip; n = 1/sqrt(2)*randn(1,N) + j*randn(1,N); y = s + 10(-Es_N0_dB(ii)/20)*n; opPhase = angle(y); opPhase(find(opPhase<0) =

55、opPhase(find(opPhase<0) + 2*pi; ipPhaseHat = 2*pi/M*round(opPhase/(2*pi/M) ; ipPhaseHat(find(ipPhaseHat=2*pi) = 0; nErr(ii) = size(find(ipPhase- ipPhaseHat),2); end simBer = nErr/N;theoryBer2 = erfc(sqrt(10.(Es_N0_dB/10)*sin(pi/M);figuresemilogy(Es_N0_dB,theoryBer2,'bs-','LineWidth

56、9;,2);hold on N = 2*105; % 4PSK误码率计算M = 4;thetaMpsk = 0:M-1*2*pi/M; Es_N0_dB = 0:25; ipPhaseHat = zeros(1,N);for ii = 1:length(Es_N0_dB) ipPhase = randsrc(1,N,thetaMpsk); ip = exp(j*ipPhase); s = ip; n = 1/sqrt(2)*randn(1,N) + j*randn(1,N); y = s + 10(-Es_N0_dB(ii)/20)*n; opPhase = angle(y); opPhase

57、(find(opPhase<0) = opPhase(find(opPhase<0) + 2*pi; ipPhaseHat = 2*pi/M*round(opPhase/(2*pi/M) ; ipPhaseHat(find(ipPhaseHat=2*pi) = 0; nErr(ii) = size(find(ipPhase- ipPhaseHat),2); end simBer = nErr/N;theoryBer4 = erfc(sqrt(10.(Es_N0_dB/10)*sin(pi/M); semilogy(Es_N0_dB,theoryBer4,'bs-',

58、'LineWidth',2);hold on N = 2*105; % 16PSK误码率计算M = 16;thetaMpsk = 0:M-1*2*pi/M; Es_N0_dB = 0:25; ipPhaseHat = zeros(1,N);for ii = 1:length(Es_N0_dB) ipPhase = randsrc(1,N,thetaMpsk); ip = exp(j*ipPhase); s = ip; n = 1/sqrt(2)*randn(1,N) + j*randn(1,N); y = s + 10(-Es_N0_dB(ii)/20)*n; opPhase

59、= angle(y); opPhase(find(opPhase<0) = opPhase(find(opPhase<0) + 2*pi; ipPhaseHat = 2*pi/M*round(opPhase/(2*pi/M) ; ipPhaseHat(find(ipPhaseHat=2*pi) = 0; nErr(ii) = size(find(ipPhase- ipPhaseHat),2); end simBer = nErr/N;theoryBer16 = erfc(sqrt(10.(Es_N0_dB/10)*sin(pi/M); semilogy(Es_N0_dB,theor

60、yBer16,'bs-','LineWidth',2);hold onN = 2*105; % 8PSK误码率计算M = 8;thetaMpsk = 0:M-1*2*pi/M; Es_N0_dB = 0:25; ipPhaseHat = zeros(1,N);for ii = 1:length(Es_N0_dB) ipPhase = randsrc(1,N,thetaMpsk); ip = exp(j*ipPhase); s = ip; n = 1/sqrt(2)*randn(1,N) + j*randn(1,N); y = s + 10(-Es_N0_dB(ii)/20)*n; opPhase = angle(y); opPhase(find(opPhase<0) = opPhase(find(opPhase<0) + 2*pi; ipPhaseHat = 2*pi/M*round(opPha