LDO稳压器工作原理

1、LDO稳压器工作原理随着便携式设备(电池供电)在过去十年间的快速增加，像原先的业界标准LM340和LM317如此的 稳压器件已经无法知足新的需要。这些稳压器利用NPN达林顿管，在本文中称其为NPN稳压器(NPN regulators) «预期更高性能的稳压器件已经由新型的低压差(Low-dropout)稳压器(LDO)和准LDO稳 压器(quasi-LDO)实现了。(原文：)NPN 稳压器(NPN regulators)在NPN稳压器(图1： NPN稳压器内部结构框图)的内部利用一个PNP管来驱动NPN达林顿管(NPN Darlington pass transistor) 输入输出

2、之间存在至少的压差(dropout voltage) 那个压差为：Vdrop = 2vbe +Vsat (NPN 稳压器)10123901FIGURE 1. NPN REGULATORLDO 稳压器(LDO regulators)在LDO(Low Dropout)稳压器(图2： LDO稳压器内部结构框图)中，导通管是一个PNP管。LDO的最 大优势确实是PNP管只会带来很小的导通压降，满载(Full-load)的跌落电压的典型值小于500mV,轻载(Light loads)时的压降仅有1020nlM。LDO的压差为：Vdrop = Vsat (LDO 稳压器)(2)1O123»2FI

3、GURE 2. PNP LDO REGULATOR准 LDO 稳压器(Quasi-LDO regulators)准LDO (Quasi-LDO)稳压器(图3：准LDO稳压器内部结构框图)已经普遍应用于某些场合，例如:导通管是由单个PNP管来驱动单个NPN5V到 转换器，准LDO介于NPN稳压器和LDO稳压器之间而得名,管。因此，它的跌落压降介于NPN稳压器和LDO之间:Vdrop=,rbe+Vsat1O1239COFIGURE 3, QUASI-LD。REGULATOR稳压器的工作原理(Regulator Operation)所有的稳压器，都利用了相同的技术实现输出电压的稳固(图4：稳压器工作

4、原理图)。输出电压 通过连接到误差放大器(Error Amplifier)反相输入端(Inverting Input)的分压电阻(Resistive Divider) 采样(Sampled),误差放大器的同相输入端(Non-inverting Input)连接到个参考电压Vrefo参考 电压由IC内部的带隙参考源(Bandgap Reference)产生。误差放大器老是试图迫使其两头输入相等。为此, 它提供负载电流以保证输出电压稳固：Vout = Vref(1 + RI /R2)(4)1O123£O4FIGURE 4. VOLTAGE REGULATOR性能比较(Performanc

5、e Comparison)NPN.LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是：跌落电压(Dropout Voltage)和地脚电流(Ground Pin Current) «为了便于分析，咱们概念地脚电流为Ignd (参见图4),并忽略了 IC到地的小偏置电 流。那么，Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。NPN稳压器中，达林顿管的增益很高(High Gain),因此它只需很小的电流来驱动负载电流IL 如此它的地脚电流Ignd也会很低，一样只有几个mA。准LDO也有较好的性能，如国半(NS)的LM1085 能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。但是，LD0的地脚电流会比较高

6、。在满载时，PP管的B值一样是1520。也确实是说LDO的地脚 电流一样达到负载电流的7%oNPN稳压器的最大益处确实是无条件的稳固，大多数器件不需额外的外部电容。LDO在输出端最少 需要一个外部电容以减少回路带宽(Loop Bandwidth)及提供一些正相位转移(Positive Phase Shift) 补偿。准LDO一样也需要有输出电容，但容值要小于LDO的而且电容的ESR局限也要少些。反馈及回路稳固性(Feedback and Loop Stability)所有稳压器都利用反馈回路(Feedback Loop)以维持输出电压的稳固。反馈信号在通过回路后都 会在增益和相位上有所改变，通

7、过在单位增益(Unity Gain, OdB)频率下的相位偏移总量来确信回路的 稳固性。波特图(Bode Plots)波特图(Bode Plots)可用来确认回路的稳固性，回路的增益(Loop Gain,单位：dB)是频率(Frequency) 的函数(图5：典型的波特图)。回路增益及其相关内容在下节介绍。回路增益能够用网络分析仪 (Network Analyzer)测量。网络分析仪向反馈回路(FeedbackPath)注入低电平的正弦波(Sine Wave),随着直流电压(DC)的不断升高，这些正弦波信号完成扫频，直到增益下降到OdB。然 后测量增益的响应(Gain Response) &#

8、187;FREQUENCY (Hz)10123905FIGURE 5. TYPICAL BODE PLOT波特图是很方便的工具，它包括判定闭环系统(Closed-loop System)稳固性的所有必要信息。包 括卜面几个关键参数：环路增益(Loop Gain),相位裕度(Phase Margin)和零点(Zeros)、极点(Poles)。 回路增益(LOOP GAIN)闭环系统(Closed-loop System)有个特性称为回路增益(Loop Gain) o在稳压电路中，回路增益 概念为反馈信号(Feedback Signal)通过整个回路后的电压增益(Voltage Gain) .为了

9、更好的说明那 个概念，LDO的结构框图(图2)作如下修改(图6：回路增益的测量方式)，10125906FIGURE 6. LOOP GAIN EXAMPLE变压器(Transformer)用来将交流信号(AC Signal)注入(Inject)到“A"、“ 'B"点间的反 馈回路。借助那个变压器,用小信号正弦波(Small-signal Sine Wave)来“调制” (modulate)反馈信 号。能够测量出A、B两点间的交流电压(AC Voltage),然后计算回路增益。回路增益概念为两点电压 的比(Ratio)：Loop Gain =Va / Vb(5)需要注

10、意，从Vb点开始传输的信号，通过回路(Loop)时会显现相位偏移(Phase Shift),最 终抵达Va点。相位偏移(Phase Shift)的多少决定了回路的稳固程度(Stability)。反馈(FEEDBACK)如前所述，所有的稳压器都采纳反馈(Feedback)以使输出电压稳固。输出电压是通过电阻分压器 进行采样的(图6),而且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端，误差放大器的另一个输入端接参 考电压，误差放大器将会调整输出到导通管(Pass Transistor)的输出电流以维持直流电压(DCValtage) 的稳固输出。NEGATIVEFEEDBACK16班 OBFIGURE 8

11、. PHASE SHIFT MAP为了达到稳固的回路就必需利用负反馈(Negative Feedback),负反馈，有时亦称为改变极性的反 馈(degenerative feedback),与源信号的极性相反(图7：反馈信号的相位示用意)。SOURCEFEED nBACKVNEGATIVE FEEDBACKSOURCE -JjFEED MBACK V"POSITIVE FEEDBACKFIGURE 7. FEEDBACK SIGNALS10123807负反馈与源(Source)的极性相反，它总会阻止输出的任何转变。也确实是说，若是输出电压想要 变高(或变低)，负反馈回路总会阻止，强制

12、其回到正常值。正反馈(Positive Feedback)是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。现在，回 路响应会与发生转变的方向一致。显而易见不能达到输出的稳固，不能排除输出电压的改变，反而将转变 趋势扩大了。固然，可不能有人在线性稳压器件中利用正反馈。可是若是显现180。的相移，负反馈就成为正反馈了。相位偏移(PHASE SHIFT)相位偏移确实是反馈信号通过整个回路后显现的相位改变(Phase Change)的总和(相对起始点)。 相位偏移，单位费用(Degrees)表示，通常利用网络分析仪(network analyzer)测量。理想的负反馈 信号与源信号相位差180

13、76; (如图8：相位偏移示用意)，因此它的起始点在一 180°。在图7中能够看到 这180°的偏置，也确实是波型差半周。能够看到，从一 180°开始，增加180°的相移，信号相位回到零度，就会使反馈信号与源信号的相位 相同，从而使回路不稳固。相位裕度(PHASE MARGIN)相位裕度(Phase Margin,单位：度)，概念为频率的回路增益等OdB (单位增益，Unity Gain) 时，反馈信号总的相位偏移与一 180°的差。一个稳固的回路一样需要20°的相位裕度。相位偏移和相位裕度能够通过波特图中的零、极点计算取得。极点(P

14、OLES)极点(Pole)概念为增益曲线(Gain curve)中斜度(Slope)为-20dB/十倍频程的点(图9：波特图 中的极点)。每添加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。增加n个极点，nX (20dB/十倍频程)。每 一个极点表示的相位偏移都与频率相关，相移从0到一90° (增加极点就增加相移)。最重要的一点是几 乎所有由极点(或零点)引发的相移都是在十倍频程范围内。注意：一个极点只能增加一90°的相移，因此最少需要两个极点来抵达一 180。(不稳固点)。SP'SPQN)FREQUENCY (Hz)FIGURE 9, POLE GAIN/PHASE PL

15、OT£1ths3墨醍<pGo1C12-309fz/100 fz/lOFREQUENCY (Hz)Tp'epoz) N<sO)仁壬S 域and10123810FIGURE 10. ZERO GAIN/PHASE PLOT零点(ZEROS)零点(Zero)概念为在增益曲线中斜度为+20dB/十倍频程的点(如图10：波特图中的零点)。零点 产生的相移为0到+9(r ,在曲线上有+45°角的转变。必需清楚零点确实是“反极点”(Anti-pole), 它在增益和相位上的成效与极点恰恰相反。这也确实是什么缘故要在LDO稳压器的回路中添加零点的缘故, 零点能够抵消极点

16、。o o o o o 8 6 4 2管)N<9FREOUENCY (Hz)10123911FIGURE 11. BODE PLOT WITH PHASE INFO波特图分析用包括三个极点和一个零点的波特图(图11：波特图)来分析增益和相位裕度。假设直流增益(DC gain)为80dB,第一个极点(pole)发生在100Hz处。在此频率，增益曲线的斜度 变成一20dB/十倍频程。1kHz处的零点使斜度变成OdB/十倍频程，到10kHz处斜度又变成一20dB/十倍频 程。在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变成一40dB/十倍频程。图11中可看到单位增益点(Unity Gain

17、 Crossover, OdB)的交点频率(Crossover Frequency)是 lMHz0 OdB频率有时也称为回路带宽(Loop Bandwidth)。相位偏移图表示了零、极点的不同散布对反馈信号的阻碍。为了产生那个图，就要依照散布的零点、 极点计算相移的总和。在任意频率(f)上的极点相移，能够通过下式计算取得：极点相移=-arctan(f/fp)(6)在任意频率(f)上的零点相移，能够通过下式计算取得： 零点相移=-arctan(f/fz)(7)此回路稳固吗？为了回答那个问题，咱们全然无需复杂的计算，只需要明白OdB时的相移(此例中是 1MHz) o前两个极点和第一个零点散布使相位

18、从-180°变到+90。，最终致使网络相位转变到-900 °最后一 个极点在十倍频程中显现了 OdB点。代入零点相移公式，能够计算出该极点产生了一84°的相移(在1MHz 时)。加上原先的-90°相移，全数的相移是-174° (也确实是说相位裕度是6° ) o由此得出结论，该回 路不能维持稳固，可能会引发振荡。NPN稳压器补偿NPN稳压器的导通管(见图1)的连接方式是共集电极的方式。所有共集电极电路的一个重要特性确 实是低输出阻抗，意味着电源范围内的极点出此刻回路增益曲线的高频部份。由于NPN稳压器没有固有的低频极点，因此它利用了一种

19、称为主极点补偿(dominant pole compensation)的技术。方式是，在稳压器的内部集成了一个电容，该电容在环路增益的低频端添加了一 个极点(图12： NPN稳压器的波特图)。mp) Z50 dos80604020 0 -20 0 -90 -18010100 1k 10k 100k IM IQklFREQUENCY (Hz)1O12S912FIGURE 12. BODE PLOT FOR NPN REGULATORNPN稳压器的主极点(Dominant Pole),用Pl点表示，一样设置在100Hz处。100Hz处的极点 将增益减小为-20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极

20、点(P2)。在P2处，增益曲线的斜率又增加了一 20dB/十倍频程。P2点的频率要紧取决于NPN功率管及相关驱动电路，因此有时也称此点为功率极点 (Ppower pole) 0另外，P2点在回路增益为- 10dB处显现，也就表示了单位增益(OdB)频率处(1MHz) 的相位偏移会很小。为了确信稳固性，只需要计算OdB频率处的相位裕度。第一个极点(P1)会产生一90°的相位偏移，可是第二个极点(P2)只增加了- 18°的相位偏移(1MHz 处)。也确实是说OdB点处的相位偏移为一 108° ,相位裕度为72° ,说明回路超级稳固。需要两个极点才有可能使回路

21、要达到一 180°的相位偏移(不稳固点)，而极点P2又处于高频，它在 OdB处的相位偏移就很小了。LDO稳压器的补偿LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式(common emitter)。它相对共集电极方式有更高 的输出阻抗。由于负载阻抗和输出容抗的阻碍在低频程处会显现低频极点(low-frequency pole) 0此 极点，又称负载极点(load pole),用Pl表示。负载极点的频率由下式计算取得：F(P1) =1 / (2n X Rload X Cout)(8)从此式可知，LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。什么缘故？先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有

22、下面的条件，在最大负载电流时，负载极点(P1)显现的频率为：Pl = 1 / (2n X Rload X Cout) = 1/(2 n X 100 X 10-5)=160Hz (9)假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。由于PNP功率管和驱动电路的存在，在500kHz处会显现一 个功率极点(Ppwr) »假设直流增益为80dB.在最大输出电流时的负载阻值为RL=100Q,输出电容为Cout =10uFo利用上述条件能够画出相应的波特图(如图13：未补偿的LD0增益波特图)。FREQUENCY (Hz)10123913FIGURE 13. LDO GAIN PLOT WITHOUT

23、COMPENSATIONFIGURE 14. CAPACITOR SHOWING ESR能够看出回路是不稳固的。极点PL和Pl每一个都会产生一90°的相移。在OdB处(此例为40kHz), 相移达到了一 180°为了减少负相移(阻止振荡)，在回路中必需要添加一个零点。一个零点能够产生十 90°的相移，它会抵消两个低频极点的部份阻碍。因此，几乎所有的LD0都需要在回路中添加那个零点。该零点一样是通过输出电容的等效串联电阻 (ESR)取得的。利用ESR补偿LDO等效串联电阻(ESR)是电容的一个大体特性。能够将电容表示为电阻与电容的串联等效电路(图14 电容器的等效电

24、路图)。输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点，能够用来减少负相移。零点处的频率值(Fzero)与 ESR和输出电容值紧密相关：Fzero = 1 / (2 丸 X Cout XESR)(10)再看上一节的例子(图13),假设输出电容值Cout =10uF,输出电容的ESR = 1QO那么零点发生 在16kHz。图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳固的系统恢复稳固。100 一 一 O O & &-9 8-1 o)k_HS 3SVHd100 1k 10k 100k 1M 10MFREQUENCY (Hz)101239150.0101020304050LOAD CURRENT

25、 (mA)O 1 J1 OC;S3 xtUTdvon10123916FIGURE 15. ESR ZERO STABILIZES LDO FIGURE 16, ESR RANGE FOR Typical LDO回路的带宽增加了，单位增益(OdB)的交点频率从30kHz移到了 100kHz。到100kHz处该零点总共增 加了+81相移(Positive Phase Shift) »也确实是减少了极点PL和Pl造成的负相移(Negative Phase Shift) o极点Ppwr处在500kHz,在100kHz处它仅增加了-11°的相移。累加所有的零、极点，OdB处 的总相移

26、为一 110°。也确实是有+70°的相位裕度，系统超级稳固。这就说明了选择适合ESR值的输出电容能够产生零点来稳固LD0系统。ESR和稳固性通常所有的LD0都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内，以保证输出的稳固性。LD0制造商会 提供一系列由输出电容ESR和负载电流(LoadCurrent)组成的概念稳固范围的曲线(图16：典型LD0的 ESR稳固范围曲线)，作为选择电容时的参考。要说明什么缘故有这些范闱的存在，咱们利用前面提到的例子来讲明ESR的高低对相位裕度的阻碍。高ESR一样利用上一节提到的例子，咱们假设10uF输出电容的ESR增加到20Q。这将使零点的频率降

27、低到 800Hz (图17：高ESR引发还路振荡的波特图)。FREQUENCY Hz) 10123917FIGURE 17, HIGH ESR CAUSES UNSTABLE LOOP降低零点的频率会使回路的带宽增加，它的单位增益(ODb)的交点频率从100kHz提高到2MHz。带 宽的增加意味着极点Ppwr会出此刻带宽内(对照图15)。分析图17波特图中曲线的相位裕度，发觉若是同时拿掉该零点和Pl或PL中的一个极点，对曲线的形状阻碍很小。也确实是说该回路受到一90°相 移的低频极点和发生一76°相移的高频极点Ppwr一起阻碍。尽管有14°的相位裕度，系统可能会稳

28、固。但很多体会测试数据显示，当ESR 10。时，由于其 它的高频极点的散布（在此简单模型中未表示）极可能会引入不稳固性。低ESR选择具有很低的ESR的输出电容，由于一些不同的缘故也会产生振荡。继续沿用上一节的例子，假 定10uF输出电容的ESR只有50mQ ,那么零点的频率会变到320kHz （图18：低ESR引发还路振荡的波特 图）。10123818(。)FREQUENCY (Hr)FIGURE 18. LOW ESR CAUSES UNSTABLE LOOP不用计算就明白系统是不稳固的。两个极点Pl和PL在OdB处共产生了一 180°的相移。若是要系统 稳固，那么零点应该在OdB

29、点之前补偿正相移。但是，零点在320kHz处，已经在系统带宽之外了，因此 无法起到补偿作用。输出电容的选择综上，输出电容是用来补偿LDO稳压器的，因此选择时必需逆慎。大体上所有的LDO应用中引发的振 荡都是由于输出电容的ESR太高或太低。LDO的输出电容，通常但电容是最好的选择（除一些专门设计利用陶瓷电容的LDO,例如：LP2985）。 测试一个RVX的但电容可知它在25c时ESR为Q,该值处在稳固范围的中心（图16） 0另一点超级重要，AVX电容的ESR在-40c到+ 125°。温度范围内的转变小于2:1。铝电解电容在低温 时的ESR会变大很多，因此不适合作LDO的输出电容。必需注

30、意大的陶瓷电容（luF）通常会用很低的ESR （20mQ ）,这几乎会使所有的LDO稳压器产 生振荡（除LP2985）。若是利用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。大的陶瓷电容的温度特性很差（一般 是Z5U型），也确实是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的转变，因此不推荐利用。准LDO补偿准LDO （图3）的稳固性和补偿，应考虑它兼有LDO和NPN稳压器的特性。因为准LDO稳压器利用NPN 导通管，它的共集电极组合也就使它的输出极（射极）看上去有相对低的阻抗。但是，由于NPN的基极是由高阻抗PP电流源驱动的，因此准LDO的输出阻抗可不能达到利用NPN 达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低，固然它比真正的LDO的输出阻抗要低。也确实是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低，因此准LDO也需要一些补偿以达到稳固。 固然了那个功率极点的频率要比LDO的频率高很多，因此准LDO只需要很小的电容，而且对ESR的要求也 不很苛刻。例如,准LDO LM1085能够输出高达3A的负载电流,却只需10uF的输出留电容来维持稳固性。准 L