直流脉宽调至系统主电路和稳压电源课程设计

1、摘要本文基于PWM的双闭环直流调速系统进行了研究，并设计出应用于直流电动机的双闭环直流调速系统。首先描述了变频器的发展历程，提出了PWM调速方法的优势，指出了未来PWM调速方法的发展前景，点出了研究PWM调速方 法的意义。应用于直流电机的调速方式很多， 其中以PWM变频调速方式应用最 为广泛，而PWM变频器中，H型PWM变频器性能尤为突出，作为本次设计的 基础理论，本文将对 PWM 的理论进行详细论述。在此基础上，本文将做出 SG3525单片机控制的H型PWM变频调速系统的整体设计，然后对各个部分分 别进行论证，力图在每个组成单元上都达到最好的系统性能。关键词：直流调速； PWM ； SG35

2、25 ;调节器的设计目录1 绪论 01.1 背景 01.2 直流调速系统的方案设计 1.1.2.1 设计已知参数 11.2.2 设计指标 11.2.3 现行方案的讨论与比较 1.1.2.4 选择 PWM 控制系统的理由 2.1.2.5 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由 3.1.2.6 采用转速电流双闭环的理由 3.2 直流脉宽调速系统主电路设计 42.1 主电路结构设计 42.1.1 PWM 变换器介绍 42.1.2 泵升电路 82.2 参数设计 92.2.1 IGBT 管的参数 92.2.2 缓冲电路参数 102.2.3 泵升电路参数 113 直流脉宽调速系统稳压电源设计 113.1

3、 直流脉宽原理 113.1.1 单相半波整流电路 123.1.2 单相全波整流电路 123.1.3 单相桥式整流电路 133.2 方案的优缺点 133.2.1 单元电路设计与参数计算 134 直流脉宽调速系统控制电路设计 144.1 PWM 信号发生器 144.2 转速、电流双闭环设计 154.2.1 电流调节器设计 154.2.2 转速调节器设计 155 系统调试 165.1 系统结构框图 165.2 系统单元调试 175.2.1 基本调速 175.2.2 转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定 185.3 实验结果 185.3.1 开环机械特性测试 185.3.2 闭环系统调试与闭环静特性测

4、定 196 总结 207 参考文献 21附录 A 22A.1 晶闸管直流调速系统参数和环节特性的测定 22A.2 双闭环可逆直流脉宽调速系统性能测试 271 绪论1.1 背景在现代科学技术革命过程中，电气自动化在 20 世纪的后四十年曾进行了两 次重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传 统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要 是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。 在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一 次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和

5、性能 亦随之改观。 在整个电气自动化系统中， 电力拖动与调速系统是其中的核心部分。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电力 电子器件以与集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都 可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器） ，和由 R、C 等元件构成的无源校正网络相比 ,又可以实现更为精确的比例、 微分、积分控制规 律,于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟 并日渐成为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出 了实际应用

6、的舞台。 相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈， 于是直流调速的优势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调 速方法。譬如在对控制精度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。1.2 直流调速系统的方案设计1.2.1 设计已知参数1、拖动设备：直流电动机： PN 185W UN 220V IN 1.1A n 1600r / min N， 过载倍数 1.5 。2、负载：直流发电机： PN 100W UN 220V IN 0.5A n 1500r / min N3、机组：转动惯量 GD 2 0.065Nm2

7、1.2.2 设计指标1、D = 4,稳态时无静差。2、稳态转速 n=1500r/min, 负载电流 0.8A 。3、电流超调量 i 5% ,空载起动到稳态转速时的转速超调量 n 15%。1.2.3 现行方案的讨论与比较直流电动机的调速方法有三种： 调节电枢供电电压 U 、改变电动机主磁通 、 改变电枢回路电阻 R。改变电阻调速缺点很多,目前很少采用,仅在有些起重机、卷扬机与电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大,往往是和调压调速配合使用,在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定 范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电枢电压调

8、速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要 有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有三种：旋转变流机组、静止可控 整流器、直流斩波器或脉宽调制变换器。由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置 来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机 组的许多缺点，而且缩短了响应时间。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机 调速系统已经成为直流调速系统的主要形式。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调 速系统。1.2.4 选择 PWM 控制系统的理由SG3525 是一种性能优良，功能全，通用性强的单片集成 PWM 控制

9、器。由于它简单、可靠与使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计与调试，故获得 广泛使用。PWM 系统在很多方面具有较大的优越性 ：1) PWM 调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2) 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗与发热都较小。3) 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1： 10000 左右。4 ) 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快。变频调速很快为广大电动机用户所接受， 成为了一种最受欢迎的调速方法， 在 一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可 见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中， PWM

10、 调 速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。1.2.5 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由IGBT 的优点：1) IGBT 的开关速度高，开关损耗小。2) 在相同电压和电流定额的情况下， IGBT 的安全工作区比 GTR 大，而且具 有耐脉冲电流冲击的能力。3) IGBT 的通态压降比 VDMOSFET 低，特别是在电流较大的区域。4) IGBT 的输入阻抗高，其输入特性与电力 MOSFET 类似。5) 与电力MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高， 同时可保持开关频率高的特点。在众多 PWM 变换器实现方法中， 又以 H 型 PWM 变

11、换器更为多见。 这种电 路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次 设计以 H 型 PWM 直流控制器为主要研究对象。1.2.6 采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并 能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统， 采用 PI 控制器时， 可以保证系统稳态速度误差为 零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态 速降小等，单闭环系统就难以满足要求。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动； 二是能够快速克服负载、电网等干扰。

12、通过分析发现，如果要求快速起动，必须 使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电 枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然 后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电 流进行调节。以上两点都涉与电枢电流的控制， 所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量， 组成转速、电流双闭环调速系统。2 直流脉宽调速系统主电路设计2.1 主电路结构设计2.1.1 PWM 变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器， 简称 PWM 变换器。 PWM 变换器有不可逆和可逆两类，下面对本课设用到的可逆做一下简单的介绍和分 析

13、。可逆 PWM 变换器主电路的结构形式有 T 型和 H 型两种，其基本电路如图2.1所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。(a) T 型 (b ) H 型(b)图2.1可逆PWM变换器电路T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少， 线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控 电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件 要求承受两倍的电源电压， 在相同的直流电源电压下， 其输出电压的幅值为 H型 电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件和四

14、个续流二极管组成的桥式电路。双极式可逆PWM变换器的主电路如图2.1(b )所示。四个电力晶体管分为 两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基 极驱动电压波形相同，即 Ubi=U b4，VT1和VT4同时导通和关断；Ub2=U b3， VT2和VT3同时导通和关断。而且 Ubi，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个幵 关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出 电压Uab在一个周期内有正负极性变化由于电压Uab极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、 电流波形如图2.2所示。（a）电动机负载较重时（b）电动

15、机负载较轻时图2.2双极式PWM变换器电压和电流波形如果电动机的负载较重， 平均负载电流较大，VT1和VT4饱和导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。这时，U5加在电枢AB两端，Uab 5，电枢电 流沿id回路1流通（见图2.2 （ b ），电动机处于电动状态。 在ton t T时，Ubi和 Ub4为负，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管 VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使 VT2和VT3 的c-e极承受反压而不能导通，Uab U5，电枢电流id沿回路2流通，电动机仍 处于电动状态。有关参量波形图示于图 2.2 （a）

16、。如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零。于是在t2 t T时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（5 ）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流id反向，沿回路3流通，电动机 处于反接制动状态。在T t t1 （ 0 t tj时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止,因电枢电感的作用，电流经 VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反 压，虽然Ubi和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路 4流通，电动机 工作在制动状态。有关参量的波形示于图 2.2双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆 PWM变换器的电流波形差不多，主

17、要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在 U5和U5之间变换；后者的电压只在 U5和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲 宽窄而定。如果正、负脉冲宽度相等，ton T/2，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为Ud *tonU5 (T ton)(半 5若仍以 Ud/U5来定义PWM电压的占空比，则双极式 PWM变换器的电压占空比为。改变 即可调速，的变化范围为11 0为正值，电动机正转；为负值，电动机反转;0,电动机停止运转。在0时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电

18、压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这 个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是 不利的由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。 又根据双极式H型可逆PWM变换器具有的优点：电流一定连续，可以使电动 机实现四象限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时 由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好， 可达到很宽的调速范围。所以，本次设计我们选择双极式 H型可逆PWM变换器。主电路如图2.3所 示。2.1.2 泵升电路当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机 和负

19、载转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直流电源。当直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器 输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电 压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用 由分流电阻R和幵关元件（电力电子器件） VT组成的泵升电压限制电路，如图 2.4所示。图2.4泵升电压限制电路当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热2.2 参数设计2.2.1 IGBT管的参数IGBT

20、(Insulated Gate Bipolor Transistor)叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速幵关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种 特点。其幵关速度可达 1mS，额定电流密度100A/cm2 ，电压驱动，自身损耗 小。其符号和波形图如图2.5所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：管子类型：NMOS场效应管极限电压Vm : 600V极限电流Im : 27 A耗散功率P： 200 W额定电压U : 220V额定电流1: 1.2A2.2.2 缓冲电路参数如图2.1(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。IGBT的缓冲电路

21、功能侧重于幵关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz ;因此很小的电路电感就可能引起颇大的，从而产生过 电压，危与IGBT的安全。逆变器中IGBT幵通时出现尖峰电流，其原因是由于在 刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢 复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使ic出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大 IGBT 的容量。缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10K ;电容C 0.75 F o223 泵升电路参数如图2.4所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一

22、个电阻和一个 VT组成。泵升电路中电解电容选取 C=2000 F ;电压U=450V ； VT选取IRGPC50U型 号的IGBT管；电阻选取 R=20。3直流脉宽调速系统稳压电源设计3.1直流脉宽原理稳压电源由电源变压器、整流电路、滤波电路和稳压电路四个部分组成，如图1所示稳压电源由电源变压器、 整流电路、滤波电路和稳压电路四个部分组成，如图U1U2U3稳压3.1所示。UIUo变压器(a)稳压电源的组成框图0tUI(b )整流与稳压过程图3.1稳压电源的组成框图与整流与稳压过程单相半波整流电路单相半波整流简单，使用器件少，它只对交流电的一半波形整流，只要横轴 上面的半波或者只要下面的半波。但

23、由于只利用了交流电的一半波形，所以整流 效率不高，而且整流电压的脉动较大， 无滤波电路时，整流电压的直流分量较小, Vo=0.45Vi，变压器的利用率低。单相全波整流电路使用的整流器件较半波整流时多一倍，整流电压脉动较小，比半波整流小一半。无滤波电路时的输出电压 Vo=0.9Vi，变压器的利用率比半波整流时高。变压器二次绕组需中心抽头。整流器件所承受的反向电压较高。单相桥式整流电路使用的整流器件较全波整流时多一倍，整流电压脉动与全波整流相同，每个器件所承受的反向电压为电源电压峰值，变压器利用率较全波整流电路高。3.2方案的优缺点单元电路设计与参数计算整流电路采用桥式整流电路，电路如图2所示。在

24、u2的正半周内，二极管D1、D2导通，D3、D4截止；u2的负半周内，D3、D4导通，D1、D2截止。正负半周内部都有电流流过的负载电阻Rl，且方向是一致的。电路的输出波形如图3.2所示图a整流电路tt图3.2电路的输出波形在桥式整流电路中，每个二极管都只在半个周期内导电，所以流过每个二极管的平均电流等于输出电流的平均值的一半，即。电路中的每只二极管承受的最大反向电压为2U2（U2是变压器副边电压有效值）。在设计中，常利用电容器两端的电压不能突变和流过电感器的电流不能突变的特点，将电容器和负载电容并联或电容器与负载电阻串联，以达到使输出波形基本平滑的目的。选择电容滤波电路后，直流输出电压：Uo

25、i=（1.11.2）U 2，直流输出的接口输出电流：（12是变压器副边电流的有效值。），稳压电路可选集成三端稳压器电路。总体原理电路见图3.3。22O0uF/25V图3.3稳压电路原理图4直流脉宽调速系统控制电路设计4.1 PWM信号发生器PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给H桥中的四个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比， 而达到调速的目的。其控制电路如图4.1所示.卜图4.1 PWM控制电路4.2 转速、电流双闭环设计421电流调节器设计本设计因为 > 5%且Tl/T刀=23.98/6.7<10。所以 按典I系统设计，选

26、s 1PI调节器，其传递函数为：WaSR（S）Ks i4.2.2 转速调节器设计在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。为此，需求出它的等效传递函数:*(s) Wcli (s) U*(s)2丁 jS 1近似条件:Wcn 3 2T i 亍如图4.3所示，为转速调节器的结构图。Cn-ur* I+15V TKPI图4.3转速调节器的结构图eg5系统调试5.1系统结构框图图 5.1 系统结构框图5.2 系统单元调试5.2.1 基本调速 速度调节器（ASR）和电流调节器（ACR）的调零把调节器的输入端 1、2、3 全部接地， 4、5 之间接 50K 电阻，调节电位器RP3

27、，使7端输出绝对值小于1mv。 速度调节器（ASR）和电流调节器（ACR）的输出限幅值的整定在调节器的 3 个输入中的其中任一个输入接给定，在 4.、5之间接 50K 电阻、1uF电容，调节给定电位器，使调节器的输入为-1V，调节电位器RP1，使调节器的输出7为+4V （输出正限幅值）；同样把给定调节为+1V，调节RP2，把负 限幅值调节为 -4V 。 零速度封锁器（DZS）观测首先把零速封锁器的输入悬空，开关 S1 拨至“封锁”状态，输出接速度或 者电流调节器的零速封锁端 6，无论调节器的输入如何调节，输出 7 始终为零。 把面板上的给定输出接至零速封锁单元其中一路，另一路悬空，增大给定，测

28、量 零速封锁单元输出端 3：给定的绝对值大于 0.26V 左右时，封锁端 3 输出 -15V ； 减小给定，给定的绝对值小于 0.17V左右时，封锁端3输出+15V。把给定加到 另一路进行同样的操作。5.2.2 转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定把电机、220V直流电源接入系统，系统接成幵环。把正给定接入脉宽发生单元，调节给定，使转速稳定在 1600rpm，调节转速反馈调节器中的 RP1，使 3端输出的电压为-4V。加大负载，使电机的电枢电流稳定在 1.3A，调节电流反 馈调节器，使电流反馈调节器 3端输出的电压为+4V。5.3 实验结果5.3.1 幵环机械特性测试把电机、直流电源，接入系统

29、，电动机、发电机加额定励磁。缓慢增加给定 电压Ug,使电机升速，调节给定电压 Ug和负载Rg使电动机（DJ15）的电枢电流 ld=1.1A,转速达到 1200rpm。在测试过程中逐步增大负载电阻Rg的阻值（即减小负载）就可测出该系统的幵环外特性n=f（I2），将其记入下面的表格：表5.1n (rpm)120011761153113611231108108011481032I(A)0.30.40.50.60.70.81.01.31.5然后将电机反转，增加给定Ug （负给定）使电机反向升速，调节给定电压Ug和负载Rg使电动机（DJ15）的电枢电流Id=1.1A,转速分别达到-1200rpm在测试过

30、程中逐步增大负载电阻Rg的阻值（即减小负载）就可测出该系统的幵环外特性n=f（I2），将其记入下面的表格：表5.2n (rpm)120011751150113011251105108511501030I(A)0.30.40.50.60.70.81.01.31.5图5.1幵环机械特性曲线532闭环系统调试与闭环静特性测定直流电压输入为300V的情况下，发电机输出首先空载，从零幵始逐渐调大给定电压Ug，使电动机转速接近1200rpm ，然后在发电机的电枢绕组接入负载电阻Rg，逐渐增大电动机负载(即减小负载的电阻值)，直至电动机的电枢电流ld=1.1A，即可测出系统静态特性，测定n=f (Id )并

31、记录于下表中：表5.3Id(A)0.30.40.50.60.70.80.91.01.1n (rpm)120812081208120712091210121412161215改变电机的转向，重复上述的步骤：表5.4n (rpm)0.30.40.50.60.70.80.91.01.1n (rpm)120011971193119312001203120512101215再降低给定电压Ug，再测试800rpm 的静态特性曲线，记录于下表中:表5.5ld(A)0.20.30.40.50.60.70.80.91.0n (rpm)800801801801800800799799802图5.2闭环系统特性曲线

32、六总结通过这次设计，我基本上掌握了直流双闭环调速系统的设计。具体的说，第 一，了解了调速的发展史的同时， 进一步了解了交流调速系统所蕴涵的发展潜力， 掌握了这一方面未来的发展动态；第二，双闭环直流调速系统的基本组成以与其 静态、动态特性；第三，ASR、ACR （速度、电流调节器）为了满足系统的动态、 静态指标在结构上的选取，包括其参数的计算；第四，直流电动机数学模型的建 立，参数的计算；第六，PWM脉宽调制系统的基本原理，组成，并分析了桥式 可逆PWM的工作状态与电压、电流的波形；第七，运用 MATLAB仿真系统对 所建立的双闭环直流调速系统进行的仿真，与此同时，进一步熟悉了MATLAB的相关

33、功能，掌握了其使用方法。总之，在设计过程中，我不仅学到了以前从未接触过的新知识，而且学会了 独立的去发现，面对，分析，解决新问题的能力，不仅学到了知识，又锻炼了自己的能力，使我受益非浅7 参考文献, 2004.1 陈伯时 .电力拖动自动控制系统 M. 北京：机械工业出版社2 王兆安 .电力电子技术 M. 北京：机械工业出版社 ,2000.3 黄俊.半导体变流技术 M . 北京：机械工业出版社 ,20024 付文 .电力拖动自动控制系统实验指导书 ,5 杨松才 .电力拖动自动控制系统图集 .附录 AA.1 晶闸管直流调速系统参数和环节特性的测定实验内容1、测定晶闸管直流调速系统主电路电阻 R；T

34、d；52、测定晶闸管直流调速系统主电路电磁时间常数3、测定直流电动机电势常数 Ce 和转矩常数 CM4、 测定晶闸管直流调速系统机电时间常数TM ;5、 测定晶闸管触发与整流装置特性Ud=f (Uct)；6、测定测速发电机特性 UTG=f (n)。实验系统组成和工作原理本实验中，整流装置的主电路为三相桥式电路，控制回路可直接由给定电压 Ug作为触发器的移相控制电压，改变Ug的大小即可改变控制角，从而获得可调的直流电压和转速，以满足实验要求。实验方法1、电枢回路电阻R的测定电枢回路总电阻 R=(U2-U1)/(I1-I2)如把电机电枢两端短接，可得RL+Rn=(U ' 2-U'

35、1)/(I -I 1 2)则电机的电枢电阻为 Ra=R ( RL+Rn)同样，短接电抗器两端，也可测得电抗器直流电阻RL。测试结果如下表：表A1U( V)7389I(A)0.90.5表A2U(V)92101I(A)0.90.5表A3U(V)8396I(A)0.90.5代入以上公式计算得:R=40 Q;Ra=17.5 Q;RL=12.5 Q;2、主电路电磁时间常数的测定采用电流波形法测定电枢回路电磁时间常数Td，电枢回路突加给定电压时，电流id按指数规律上升id 2(1 e t/Td)其电流变化曲线如图2.5所示。当t =Td时，有id Id(1 e1) 0.632ldMCL-31的给定电位器R

36、P1逆时针调到底，使Uct=0 。电机不加励磁。调节Uct，监视电流表的读数，使电机电枢电流为(5090) Inom。然后保持Uct不变，突然合上主电路幵关，用示波器拍摄id=f(t)的波形，由波形图上测量出当电流上升至 63.2 稳定值时的时间，即为电枢回路的电磁时间常数Td<实验测试曲线下图：图A13、电动机电势常数 Ce和转矩常数CM的测定将电动机加额定励磁，使之空载运行，改变电枢电压Ud，测得相应的n，即可由下式算出 Ce=Ke =(Ud2-Ud1)/(n2-n1)转矩常数(额定磁通时)CM的单位为N.m/A，可由Ce求出CM=9.55Ce实验测试结果如下表：表A4Ud ( V)

37、151166N(r/mi n)10001100将实验结果代入公式计算得:Ce=0.15 ； CM=9.55Ce=1.43；4、系统机电时间常数TM的测定系统的机电时间常数可由下式计算 Tm (GD2 R”375CeLM由于Tm»Td，也可以近似地把系统看成是一阶惯性环节，即n K/(1 TmS) Ud当电枢突加给定电压时，转速n将按指数规律上升，当 n到达63.2 稳态值时，所经过的时间即为拖动系统的机电时间常数。测试时电枢回路中附加电阻应全部切除。MCL 31的给定电位器RP1逆时针调到底，使 Uct=O 。合上主电路电源幵关。电动机M加额定励磁。调节Uct，将电机空载起动至稳定转

38、速1000r/min 。然后保持Uct不变，断幵主电路幵关，待电机完全停止后，突然合上主电路幵关，给电枢加电压，用示 波器拍摄过渡过程曲线，如下图：图A25 .测速发电机特性 UTG=f(n)的测定实验线路如图A1所示。Wl；电盟砸 Tfifi皿T斧900S共輸和如臨邀.：mM=0.3$)KI-3?壬耐F输L 出O£直况圧谨31.2药hl?量仁:M疋和系筑机岂勺习常妬嵌训兀电动机加额定励磁，逐渐增加触发电路的控制电压Uct，分别读取对应的UTG,n的数值若干组，即可描绘出特性曲线UTG=f(n)。表A5n(r/min )20050080011001500UTG(V)1.383.395

39、.57.5810.3Ud(V)81127175221282Uct(V)0.50.761.111.644.24A.2 双闭环可逆直流脉宽调速系统性能测试实验内容1、PWM 控制器SG3525性能测试；2、控制单元调试；3、系统幵环调试；4、系统闭环调试；5、系统稳态、动态特性测试；6、H型PWM变换器不同控制方式时的性能测试。实验系统的组成和工作原理在中小容量的直流传动系统中，采用自关断器件的脉宽调速系统比相控系统 具有更多的优越性，因而日益得到广泛应用。双闭环脉宽调速系统的原理框图如图 2.11所示。图中可逆PWM变换器主电 路系采用MOSFET所构成的H型结构形式，UPW为脉宽调制器，DLD为逻辑 延时环节，GD为MOS管的栅极驱动电路，FA为瞬时动作的过流保护。脉宽调制器 UPW 采用美国硅通用公司(Silicon Ge neral )的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠与使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计与调试，故获得 广泛使用。实验方法1、幵环系统调试断幵主电源，并逆时针调节调压器旋钮到底，断幵“9”、“ 10 ”所接的电阻，接入直流电动机 M03，电机加上励磁。S4幵关扳向上，合上主电源。调节RP3电位器使电机转速逐渐升高，并达到