交错并联双管正激变换器研究

1、本科毕业设计（论文）交错并联双管正激变换器研究燕 山 大 学2013年6月本科毕业设计（论文）交错并联双管正激变换器研究学院（系）：专 业：学生 姓名：学 号：指导 教师：答辩 日期：燕山大学毕业设计（论文）任务书摘要摘要本文主要研究了交错并联双管正激变换器主电路拓扑的工作原理和工作过程。工作原理部分分析了两路双管正激变换器的交替工作过程和变压器实现铁芯磁复位，能量回馈电源的工作原理。控制电路方式部分搭建了系统的控制模型，并根据控制模型对控制电路参数进行了设计。本文第一章讨论了具有隔离变压器的功率电路拓扑，并根据讨论结果确定交错并联双管正激变换器作为选择方案。第二章对交错并联双管正激变换器进行

2、了工作原理分析并讨论了变压器工作过程。第三章完成了交错并联双管正激变换器的参数计算，第四章建立了BUCK电路的小信号模型，并对进行了分析，设计了补偿网络，搭建了闭环电路拓扑。第五章进行了开环和闭环的仿真分析。关键词 双管正激变换器，交错并联，小信号模型，补偿网络，闭环仿真IAbstractAbstractThis paper studies the interleaved two-transistor forward converter main circuit topology of the working principle and process. Works part analyzes

3、 the two-way dual-transistor forward converter transformer alternating work processes and implement core magnetic reset, regenerative power supply works. Control circuit part to build the system control model and control model under the control parameters of the circuit design.The first chapter disc

4、usses the isolation transformer with a power circuit topology and resulting from the discussion interleaved two-transistor forward converter as an option. The second chapter interleaved two-transistor forward converter works were analyzed and discussed the working process of the transformer. Chapter

5、 3 completed interleaved two-transistor forward converter parameter calculation. Chapter 4 established BUCK circuit small signal model, and analyzed the design of the compensation network, set up closed circuit topology. Chapter 5 performed open-loop and closed-loop simulation.Keywords Two-transisto

6、r forward converter, interleaved, small-signal model, the compensation network, the closed-loop simulationII目 录摘要 . I Abstract . II第1章 绪论 . 11.1 课题背景 . 11.2 DC/DC变换器常用拓扑介绍 . 21.3 本章小结 . 6第2章 主电路工作原理分析 . 72.1交错并联双管正激变换器的基本关系 . 72.2变换器中变压器的磁化过程 . 82.3电路特点分析 . 102.4本章小结 . 10第3章 电路参数设计 . 113.1 设计的技术指标 .

7、 113.2 主电路关键参数设计 . 113.3 控制电路关键参数设计 . 133.4 本章小结 . 16第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计 . 174.1 正激变换器小信号模型推导与分析 . 174.2 补偿网络设计 . 204.3 补偿网络参数计算 . 224.4 本章小结 . 24第5章 仿真分析 . 255.1 仿真的目的、意义与可信度 . 255.2 开环仿真及其结果分析 . 255.3 闭环仿真及其结果分析 . 275.4 本章小结 . 31结论 . 32参考文献 . 33III致谢 . 34附录1 . 35附录2 . 41附录3 . 46附录4 . 54附录5 . 60I

8、V第1章 绪论第1章 绪论1.1 课题背景开关电源以其很多显著的优点正被越来越广泛的应用于国民生产的各个领域。这些优点体现于以下几个方面：效率高。开关稳压电源调整开关管工作在开关状态。在截止期间，开关管无电流，因此不消耗功率，可大大提高效率，通常可达到80%以上。而传统的调整串连型稳压电源的晶体管一直工作在放大区，全部负载电流都通过晶体管，功耗就较大，因而效率很低，一般只在50%左右。由于开关管在开关状态，功率消耗小，不需要采用大散热器。而且功耗小使得机内温升低，周围元件不会因长期工作在高温环境下而损坏，有利于提高整机的可靠性和稳定性。稳压范围宽。当开关稳压电源输入的交流电压在150250范围

9、内变化时，都能达到很好的稳压效果，输出电压的变化在2%以下。而且在输入电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率。因此开关稳压电源适用于电网电压波动很大的地区。体积小重量轻。开关电源可将电网输入的交流电压直接整流，再通过脉冲变压器获得各组不同的脉冲电压，这样就可省去笨重的工频变压器，节省了大量漆包线和硅钢片，使电源的体积大大缩小，重量减轻。安全可靠。开关稳压电路一般都具有自动保护电路。当稳压电路、高压电路、负载等出现故障或短路时，能自动切断电源，保护功能灵敏可靠。正是基于开关电源相对于传统相控和线性电源的优势，很多相关单位和部门都将面临着传统电源的改造和改进工作。开关电源市场比较乐观。而且随着

10、电力电子新技术产品的“四化”发展方向：应用技术的高频化，硬件结构的模块化，软件控制的数字化，产品性能的绿色化，新一代开关电源产品的技术含量将在原有基础上进一步提高，更加成熟、经济、实用、可靠，从【10】 而更好的服务于国民经济的各个相关行业，提供高品质的电能。1燕山大学本科生毕业设计（论文）1.2DC/DC变换器常用拓扑介绍1）正激变换器R图1-1正激变换器如图1-1所示，电路结构简单，是中小功率场合常用的拓扑方案。这种变换器必须采取附加复位电路来实现变压器铁芯磁复位，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它的多种复位方式拓扑一般都存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管承受两倍左右

11、的输入电压，主功率管的【3】 占空比一般都不超过O.5。2)反激变换器R图1-2反激变换器如图1-2所示，其电路形式与正激变换器相似，只是变压器的接法和作 2第1章 绪论用不同。从输出端看，反激变换器是电流源，功率管每开通一次，就要往输出端传送能量，因此输出端不能开路。3）推挽变换器图1-3推挽变换器如图1-3所示，电路结构简单，变压器铁芯双向磁化，当一台正激变换器不工作时，滤波电感能量可以通过另一台正激变换器的二次侧回路向负载释放，因此相同铁芯尺寸下，推挽电路能够比正激式电路输出更大的功率，但电路必须有良好的对称性，否则容易引起直流偏磁导致铁芯饱和。另外，变压器绕组必须紧密耦合，以减小漏感，

12、从而降低功率管的关断电压尖峰，【3】 这增大了变压器绕制工艺的要求以及对所用功率器件电压定额的要求。4）半桥变换器R图1-4半桥变换器3燕山大学本科生毕业设计（论文）如图1-4所示，铁芯双向磁化，利用率高。变压器铁芯不存在直流偏磁现象，功率管承受电源电压，流过两倍的输入电流，适合高压中功率场合。5）全桥变换器R图1-5全桥变换器如图1-5所示，铁芯双向磁化，利用率高，易采用软开关工作方式。功率管承受电源电压，流过一倍输入电流。但全桥变换器功率器件较多，控制及驱动较复杂，并且变压器铁芯存在直流偏磁现象，桥臂存在直通现象，比【3】 较适合大功率场合。6）双管正激变换器图1-6双管正激变换器4第1章

13、 绪论如图1-6所示，S1和S2同时导通同时关断，当S1和S2导通时，输入直流母线电压加在变压器原边绕组上，向副边传输能量，当S1和S2关断后，Dl&D2导通，磁化能量回馈电源。双管正激变换器的优点： 电路结构简洁，通过两个二极管来提供励磁电流回路，实现铁芯磁复位，去除了复杂的磁复位电路，与开关管串联的二极管将开关管的电压箝位在输入电压，同时为变压器的励磁电流提供回路，励磁能量回馈给电源，减小了损耗，功率管只承受输入直流母线电压，电压应力低。 相对于半桥变换器或全桥变换器而言，双管正激变换器的每一个桥臂均由一个开关管和一个二极管串联组成，不存在桥臂直通现象，可靠性高。双管正激变换器技术

14、成熟，在中等功率场合得到了广泛的应用。但双管正激变换器存在缺点：通常占空比小于0.5，变压器工作于磁化曲线的第一象限，磁芯利用率低，而且在同一条件下与全桥相比，输出滤波【8】 电感的体积也较大。7）交错并联双管正激变换器R图1-7交错并联双管正激变换器如图1-7所示：1.Q1、Q2、D1、D2与副边拓扑构成一路双管正激变换器，Q3、Q4、D3、D4与副边拓扑构成另一路正激变换器，D5、D6分别为这两路正激变换器的副边整流二极管，D7为两路共用的续流二极管，L、C分别为输出滤 5燕山大学本科生毕业设计（论文）波电感和滤波电容。2.当一路变换器的开关管关断后，经过短暂的死区时间，负载电流经二极管D

15、7续流，变压器磁化电流逐渐减小为零，实现铁芯磁复位，能量回馈电源，然后另一路变换器开始工作，另一组变压器的励磁电流逐渐增大，然后重复之前过程。两路正激变换器以相位相差180°的方式交替工作，因此与单路正激变换器相比其等效占空比，提高一倍。与双管正激变换器相比，正激变换器的交错并联具有许多优点： 在同样工作频率下，与双管正激变换器相比，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，减小了输出滤波电感的体积。 副边整流侧电压的等效占空比增加一倍，提高了电路的响应，并有利于驱动电路的设计，在同样输出电压的情况下，整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于续流管的选择。 每个并联支路流过更小的功率，

16、消除变换器的“热点”，使热分布均匀，减轻了散热设计的难度 。 输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。两路双管正激变换器相当于一个全桥电路，所用的器件数量基本相同，但是交错并联双管正激变换器克服了全桥变换器的变压器偏磁、桥臂直通和控制驱动复杂等缺点。 基于对以上几种常用隔离式DC/DC电路拓扑的分析，根据380VAC三相交流输入，输出平均功率3KVA的技术指标，本次设【8】 计选择交错并联双管正激变换器。1.3 本章小结本章首先对几种常见的DC/DC变换器的拓扑结构的工作原理进行分析，并列举出了各自的优缺点。然后又进一步讲述了交错并联双管正激变换器的工作原理

17、及其优缺点。通过对它们性能的优越性进行比较，综合考虑各种因数，最终决定选用交错并联双管正激变换器。6第2章 主电路工作原理分析第2章 主电路工作原理分析本章主要从两个方面方分析交错并联双管正激变换器稳态工作原理：变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系。由于这部分相对简单，这里只是将半导体器件的电压电流应力和输入输出电压的关系列出。这部分的工作主要是为第三章功率电路各器件的设计选取提供依据。变压器的磁化过程，由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双管正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里单独对变压器的磁化过程进行了详细的分析。2.1交错并

18、联双管正激变换器的基本关系为方便论述，将第一章交错并联双管正激变换器的主电路再画在这里，如图2-1所示。 Q1、Q2、D1、D2与副边拓扑构成一路双管正激变换器，Q3、Q4、D3、D4与副边拓扑构成另一路双管正激变换器，D5、D6分别为这两路变换器的副边整流二极管，D7为两路空用的续流管，L、C分别为输出滤波电感和滤波电容。R图2-1交错并联双管正激变换器 输出电压与输入电压的关系 Vo2D ViK7燕山大学本科生毕业设计（论文）其中D是单路占空比，K是变压器的变比（文中出现的占空比都是指单路占空比）。 关管的电压电流应力当开关管关断时，开关管上的电压是输入电压Vi，当开关管导通时，流过开关管

19、的电流是经变压器变换后的负载电流，其有效值是Iq=副边整流管的电压电流应力流过整流管电流的有效值IDR=对于两路共用一个电感的拓扑来说，副边整流二极管的电压应力是变压器副边电压的两倍。副边续流管的电压电流应力流过续流管电流的有效值为IDF=副边续流二极管的电压应力是变压器副边电压。原边续流二极管的电压电流应力流过该二极管的电流是变压器磁化电流，其上的电压是输入电压。2.2变换器中变压器的磁化过程对于共用一个电感的交错并联双管正激变换器来说，其磁化曲线不象单路双管正激变换器是第一象限单向磁化的，而是会运动到第三象限。这是由于另一路的存在，使得这路在变压器去磁完毕后变压器副边不会被续流二极管短路，

20、造成共用一个电感的交错并联双管正激变换器的变压器磁化曲线会【6】 运动到第三象限。下面依据图2-2所示的电压电流原理波形，对这个过程进行简要的分析。 分析前做如下一些假设： 所有开关管，二极管均视为理想器件； L足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变，这样L和C以及负载电阻可以看成是一个电流为I0的恒流源。8第2章 主电路工作原理分析t0t1t2t3t4t5图2-2半导体器件的电压电流原理图在t0时刻前，Q1、Q2、D1、D2上电压均为（1/2）Vin，Q3、Q4上电压均为Vin。负载电流Io通过D7续流，D3、D4导通，磁化电流减小，变压器T2实现铁心磁复位。t0时刻，Q1、Q2开通，

21、D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍导通，T2励磁电流继续通过D3、D4续流，线性减小，回馈电源。D7关断，D5导通，电源通过T1给副边传输能量，T1磁化电流从零线性上升。2.在t1时刻，励磁电流为零，D3、D4自然关断。开关管Q1、Q2的驱动脉冲变为低电平，Q1、Q2关断，T1磁化电流从正向最大值线性下降。D5关断，D7开通，负载电流I0经D7续流。D1、D2开通，T1的磁化电流通过D1、D2续流，线性减小，回馈电源。Q1、Q2承受的电压为Ui。3.在t2时刻，Q3、Q4的驱动脉冲为高电平，Q3、Q4开通，开始工作与下半周期，两路双管正激变换器互换工作状态，重复前半周期的工作过程。4.

22、变压器磁芯复位过程分析：以T1为例，当Q1、Q2关断后，由于变压器的原边、副边均有剩磁，所以流过原副边的电流不能突变为零，原边电流经续流二极管D1、D2续流， 9燕山大学本科生毕业设计（论文）并逐渐减小，复边电流经D5续流，电感电流经D7续流，此时二极管D5、D7均导通，使变压器副边短路，副边电压为零，由于变压器的箝位作用，使原边电压为零，原边电流迅速减小为零，实现变压器复位。【8】2.3电路特点分析从以上分析可见，双路交错并联双管正激DC/DC变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1、D2或D3、D4向电源回馈能量，实现铁芯磁复位，电路结构简洁。并且主功率管关断期间只承受电源电压，这样

23、就可以选用高速的MOS管，从而减小输出和输入的滤波元件的体积。而且，两路交错并联双管正激变换器相对于单路双管正激变换器，具有以下优点：在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积，同时输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。由于两路交错并联，使得整流侧输出电压等效占空比增加一倍，这就带来两个好处：1.使功率管工作在占空比小于0.5的情况下，整流侧输出电压占空比可以在01之间变化，提高了电路的动态响应，并且有利于驱动电路的设计；2.在同样输出电压的情况下，变压器副边匝数减少一倍，这使得整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，

24、有利于选择低电流定额的续流管。并联结构可以使每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热【10】 点”，使热分布均匀，提高可靠性。2.4本章小结本章首先分析双管正激变换器稳态工作原理，主要从两个方面展开： 变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系。由于这部分相对简单，这里只是将半导体器件的电压电流应力和输入输出电压的关系列出。这部分的工作主要是为第三章功率电路各器件的设计选取提供依据。变压器的磁化过程。由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双管正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里单独对变压器的磁化过程进行了简要的分析。10第3章 电路参

25、数设计第3章 电路参数设计3.1 设计的技术指标交流电压：380V±20%输入电压：交流电压整流后得410VDC615VDC输出电压：180V直流输出输出功率：该变换器是某逆变器的前级，逆变器输出满载功率为3KW。考虑到逆变器自身损耗，将该DC/DC变换器平均输出功率定为3300W，最大瞬时功率定为6300W。保护功能：输入过压保护、输出过压保护、原边过流保护、后级保护、前级保护、输出短路时具有限流功能(故障消除时能恢复正常工作)。3.2主电路关键参数设计主电路参数设计时，考虑稳态时各元器件的电压电流关系。 由于输入滤波电容的存在，忽略三相整流后电压的波动，从而近似输入电压无波动。1

26、.变压器设计【1】a、占空比和变压器变比的确定控制芯片选用UC3525，试验中它可以输出最大占空比D为0.47，开关频率设计在50K。在输入电压最低为410VDC时，保证输出电压以达到180V。 由公式：Vo=2Vi D （3-1）K可得变压器原副边变比K=N1:N2=2.14，考虑到实际电路中会有一定的占空比丢失，取变比K为2。b、磁芯选择根据公式PT104AwAe= （3-2） BwJKofs其中等价功率PT=3.3KW，Bw取0.15T，载流密度J=4A/mm2，窗口利用系数KO=0.2，,得磁芯尺寸为18.53，EE55B型磁芯符合.11燕山大学本科生毕业设计（论文）再根据公式6ViD

27、110 Np= （3-3） BwAefs得到变压器原边参数N1=27.2，取28，根据变比要求取副边匝数为14。 3.滤波器参数计算a、滤波电感根据公式 L=R(1-2D) （3-4） 2fs其中R为5，=1对应电感电流的临界点，fS=50KHZ，求得L=130uH。b、滤波电容根据公式 C= （3-5） 4RfS其中R为5，=0.01，fS=50KHZ，求得C=70uF。4.半导体器件选取a.开关管根据整流后的最高输入电压为615V,选取耐压为800V的MOSFET。 b.原边续流二极管续流管中流过的是变压器磁化电流，取磁化电流为负载电流的5%，因此得到流过原边续流管的电流为3300 I=0

28、.05=0.99A 180原边续流管的电压应力是输入直流母线电压，最大为615V，选取DSEl812型二极管。c.副边整流整流二极管流过整流管电流的瞬时值是流过开关管电流瞬时值的两倍，则流 过整流管的最大电流为I=2Iq=30.7A承受的最大电压也为615V，选取DSEl3012二极管。d.副边续流管的选取开关频率相对于输出功率变化的频率很高，在每个开关周期中，电感电 12第3章 电路参数设计流近似不变。流过该二极管的最大电流为IDFmax=IDRmax=30.7A考虑到线路电感引起的电压尖峰和反向恢复损耗可能会热击穿二极管，选取两个IXYS公司的DSEl3006二极管串联。3.3 控制电路关

29、键参数设计控制电路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525，此芯片是电压型芯片，可以外接一个运算放大器，做电压环，其内部的运放用来做电流环，该芯片具有功能强大、集成度高等优点，能完全满足控制及保护功能要求。UC3525能提供接近50%的脉宽控制，可设定死区时间，对称性好，工作频率可达400kHz，图腾柱结构输出，输出能力达500mA，内带2MHz带宽的放大器，【10】 软启动功能，Shutdowm保护端功能。根据控制要求，采用如图3-1所示的3525外围电路及参数要求。1.频率设定频率由6脚RT与5脚CT值决定。开关频率为50KHz,内部振荡频率为100 KHz,可确定:RT=4.3K,

30、 CT=3.3nF。2.死区时间设定由于双管正激变换器无直通现象，且3525的输出最大占空比小于0.5，为了提高系统的动态相应，可以尽量增大最大占空比，因此在设计时，将死区设置电阻Rd定位0。3.软启动电容设定芯片加电后，软启动端P8脚提供50uA的输出电流，把电容电压从0V缓慢充至3.3V，对应输出占空比从0缓慢增至最大值，设定软启动电容l0uF。 1010-63.3=0.66s 软启动时间为：t=5010-6软启动端电平拉低后驱动信号为零。在变换器出现某些故障时，可以拉低软启动端电平，使输出为零，如输出过欠压故障、输入过压故障、功率管过流故障等。软启动端可以减小功率管的开机冲击，避免变压器

31、的双倍磁通效应。4.Shutdowm端保护当Shutdowm端电平高于0.8V时，切断芯片工作，没有驱动信号输出， 13燕山大学本科生毕业设计（论文）并给软启动端电容复位：当Shutdowm端电平低于0.8V时，重新软启动。要正常实现保护功能，该端子的电流还要大于0.4mA。某些故障保护端必须加在Shutdowm，如功率管短路故障、输入过压故障、变压器原边过流故障等。5.基准电平P16脚Vref提供50mA输出能力的5.1V高精度电压基准。6.解耦电容9脚附近并接较小容量的解耦电容，滤除图腾柱产生的谐波，以免影响系统的正常工作。驱动驱动图3-1UC3525外围电路7.原边过流保护图3-2过电流

32、保护电路14第3章 电路参数设计图32是原边电流取样电路。T1、T2是脉冲电流互感器，它们在电路中交替工作用来检测功率M0SFET漏极流过的电流波形。目前可行的电流取样器件有，无感电阻、霍尔电流传感器、普通的电流互感器。无感电阻是采用无感绕法的低值电阻，尽管用法简单，但会造成明显的附加压降和损耗。霍尔电流传感器是比较理想的快速电流检测器件，但价格较贵限制了它的应用。普通的电流传感器存在带宽限制以及输出信号失真等问题。这里我们采用了脉冲电流互感器，套在功率MOSFET的漏极引线上，线上流过的电流是漏极电流Ids。引线相当于脉冲电流互感器的原边，匝数为1匝，磁环如果绕了N匝，则原副边匝比为1/N。

33、假设电流互感器铁芯的工作磁导率很大，当互感器的原边流过正脉冲电流Ids时，副边电流为Is=Ids/N，Is在检测电阻R5、R6上建立电压，Urs=Isr/N(R5=R6=R)，原边电流降到0时 磁场储能通过击穿二极管去磁。这样副边检测电压 很好地再现了原边脉冲电流。电容C1、C2用于吸收高频振荡尖峰。检测电压送给LM31l比较器并与基准电压进行比较。正常时，LM31l的输出为高电平，当检测到脉冲电压的峰值超过基准电压时，输出低电平，这个信号传给后接的保护、锁定电路进行过流保护。图3-3主功率管驱动电路15燕山大学本科生毕业设计（论文）如图33所示是一路双管正激电路的两个主功率管的驱动电路。设计

34、时应考虑：1)由于双管正激电路结构上的需要，两个主功率管必须电气隔离，因此采取了如图所示的隔离驱动电路。2)输入为3525输出的方波信号，由于主功率管均为电压型控制单极型功率器件，3525提供的两个图腾柱输出级电路结构不太适用，因此经对管Q1、Q2驱动。3)为了提高MOS管的关断耐压和抑制干扰的能力，开关管关断时在其栅源间加负电压。C为隔直电容，R1、R3为栅极驱动电阻，目的是防止电流尖峰引起的高频振荡。稳压二极管D1、D2和D3、D4目的是防止MOSFET正负驱动电压过高损坏管子。该电路的优点是该电路只使用一个+15V电源，即为单电源。由于隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压

35、，从而加速了功率管的关断，因此有较高的抗干扰能力。3.4 本章小结本章主要是通过样机参数的指标，分别设计了主电路中的一些重要参数和控制电路中比较重要的参数。最后还对主功率管的驱动电路进行了分析，并确定出了主功率管的驱动电路。16第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计4.1 正激变换器小信号模型推导与分析由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来，Buck 电路如下图所示。在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器

36、。因此分析 Buck 变换器【9】 模型可以得到正激变换器的具体工作过程。LVin图4-2BUCK电路原理图为了获得 Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定电路工作在理想状态下。下面以此电路模型为基础推导 Buck 的状态空间表达式。假设电感电流连续，则Ton 时间内，电感电流线性增加，diLL=Uin-Uo （4-1） dtduuCc=iL-c （4-2） dtRT 时间内，电感电流线性减小diL=-Uo （4-3） dtduuCc=iL-c （4-4） dtRL17燕山大学本科生毕业设计（论文）以IL、Vc为状态变量，分别列出Ton、Toff时间内状态方程表达式。 在0s t

37、 dT期间：1diL0-1dt iLL+Lus （4-5） =duc 1dt C-1uCRC0uO01iLi= s10u C简写成x=A1x+B1us y=C1x 在dT t Ts期间diL1dt 0-LduiL+0u=s c dt 0-1uC0LuO= 01iLi10u s C简写成x=A2x+B2us y=C2x 将式（4-11）、（4-15）按占空比的影响求平均值，得到下式x=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)us 同理可得y=(dC1+d'C2)x 式中d'=1-d现在对基本状态平均方程组施加扰动，d=d+d d'=d'-d x

38、=x+x us=us+us y=y+y 将以上式子代入式（4-17）、（4-18）得：18（4-6）（4-7）（4-8）（4-9） 4-10）4-11）4-12）4-13）4-14）（ （ （ （ （第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计)=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS+(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS(x+xdt（4-15）+(A-A)dx+(B-B)du+(A1-A2)x+(B1-B2)d1212S+(C-C)xd=(dC1+d'C2)x+(dC1+d'C2)x+(C1-C2)xd（4-16） y+y1

39、2将稳态分量与扰动分量分离成二组方程，其中扰动方程即为式（4-17）、（4-18）， 扰动方程如下：dx+(B-B)du+(dB1+d'B2)uS+(A1-A2)x+(B1-B2)uS+(A1-A2)dx=(dA1+d'A2)x12Sdt（4-17）、dx两项，故是非线性化方程，为了线性sudxdu化，假设动态分量远小于稳态量，即 1， 1， 1，则s、dx可dusx式（4-16）、式（4-17）有dus以忽略，同时记A=dA1+d'A2,，B=dB1+d'B2，C=dC1+d'C2，因此上两式可以化简为：dx （4-18）+Bus+(A1-A2)x+(

40、B1-B2)usd =Axdt （4-19）=Cx+(C1-C2)xdy上两式即为动态低频小信号状态平均方程，是一个线性非时变方程，将它进行拉氏变换，转至 S 域：(s) （4-20）(s)=Ax(s)+Bus(s)+(A1-A2)x+(B1-B2)usdsx(s) （4-21）(s)=Cx(s)+(C-C)xdy12求解得，(s) （4-22）(s)=(sI-A)-1Bus(s)+(sI-A)-1(A1-A2)x+(B1-B2)usdx将此式展开得，cDuL=-us+id si+uLLLLuic=-c suCRC19燕山大学本科生毕业设计（论文）s=DiL+iLdi将其转化为等效电路形式为下

41、图所示：VidDLCs(s)u+RV0(s)-图4-4连续工作模式下正激变换器小信号模型则由上图知正激变换器的动态小信号传递函数为：VnD0= （4-23） Vsd=01+S+LCS2RVV10=0 （4-24） LdV=0nD1+S+LCS2sR上式又被称为控制到输出的传递函数，上式中的n为变压器变比N2/N1。4.2 补偿网络设计图4-1所示为一种有源超前滞后补偿网络，其传递函数为11/(R2+)VsCsC1 CS=2 1V1SR1/(R3+)sC3=(1+sR2C1)1+s(R1+R3)C3 （4-25） 212sR1(C1+C2)(1+s)(1+sR3C3)C1+C2有源超前滞后补偿网

42、络有两个零点，三个极点。零点：20第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计fZ1=fZ2Z1 （4-26） =22R2C1w11（4-27） =Z2=22(R1+R3)C32R1C3极点： fP1=0(原点)w1（4-28） fP2=P2=22R3C3w11（4-29） fP3=P3=RCC222122R2C2C1+C2这里R3>>R1，C2<<C1。C2V1(s)VrefVc(s)图4-1补偿网络结构频率fZ1和fZ2之间的增益近似为AV1=R2（4-30） R1在频率fP2和fP3之间的增益近似为R(R+R3)R2（4-31） AV2=21R1R3R3一般将补偿网

43、络的增益交越频率fg设定在补偿网络的fZ2与fP2之间。 理论上补偿后的回路函数的增益交越频率fg可设定为开关频率的1/2，但是考虑抑制输出开关纹波，增益的交越频率fg以小于1/5的开关频率fs较为恰当。若原始回路中函数有两个相近的极点，极点频率fP1,P21/(2，可将补偿网络两个零点频率设计为原始回路函数两个相近极点频率的1/2，即21燕山大学本科生毕业设计（论文）fZ1=fZ2=（4-32） fP1,P2 2如果原始回路函数没有零点，则可以将补偿网络的两个极点设定为fP2=fP3=（13）fs，以减小输出的高频开关纹波。至此，补偿网络的零点和极点的位置可以确定。由于补偿后系统的fg位于G

44、C(s)的零点fZ2与极点fP2，于是可求出在零点fZ1与fZ2之间的增益为AV1=AV2=fZ2GC(j2fg ) （ 4-33） fgfP2GC(j2fg) （4-34） fg有以下公式可以求出补偿网络各元件参数：首先设定R2的值，R2 （4-35） AV21 （4-36） C1=2fZ1R21 （4-37） C2=2fP3R21 （4-38） C3=2fP2R31 （4-39） R1=2fZ2C3R3=补偿网络电路的实现大都利用PWM控制芯片或IC芯片内部的误差放大器外加RC无源元件构成，或者将PWM控制IC芯片内部误差放大器当【5】 做缓冲器，利用外加的运算放大器加RC无源元件构成补偿

45、网络电路。4.3 补偿网络参数计算交错并联双管正激变换器其等效占空比为2D，根据式（4-24）可得其传递函数为Gvd(s)=VO1 L2D1+s+s2LCR22第4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计其中VO为负载输出电压，D为单路占空比，L为主电路滤波电感值，C为滤波电容值，R为负载电阻值。原始回路增益函数Go(s)=H(s)Gm(s)Gvd(s)其中H(s)=0.0283，Gm(s)=1/2.4，则可得2.45 Go(s)=-4-821+0.2610s+0.9110s取交越频率fg=1/5fs=10KHz,则可求得原始回路函数Go(s)在fg的增益为|Go(j2fg)|=2.45=0.0

46、701 1.63j-34.89则可求得补偿网络的增益为1Gc(j2fg)=14.265 0.0701幅频特性的转折频率补偿网络函数Gc(s)两个零点频率设计为原始回路函数Go(s)两个极点频率fP1,P2=1669的1/2，即1fP1,P2=834.7 2则可求得在零点fZ1与fZ2之间的增益为f834.7AV1=Z2GC(j2fg)=14.265=1.2 fg1104fZ1=fZ2=fP25104AV2=GC(j2fg)=14.265=71.325 fg1104至此可以求出补偿网络的电阻值和电容值。根据式（4-35）（4-39），可设 R2=10K，R21104R3=140 AV271.32

47、5C1=11=0.019u 2fZ1R223.14834.7110423燕山大学本科生毕业设计（论文）C2=11=320p 442fP3R223.1451011011=0.022u 2fP2R3238.6K -72fZ2C323.14834.72.210C3= R1=依据补偿网络和主电路可以建立闭环电路拓扑如下：图4-5闭环电原理图4.4 本章小结1.本章对双管正激变换器建立了小信号模型，并对其进行了分析，推导出了正激变换器的传递函数。2.提出了一种双零点，三极点的补偿网络，并依据主电路的参数计算了补偿网络的参数，建立了闭环电路拓扑。 24第5章 仿真分析第5章 仿真

48、分析5.1 仿真的目的、意义与可信度仿真是科技开发的一个重要环节，仿真的目的在于建立一个模拟的实验环境，提供一种高效的计算乃至是分析手段，从而减小开发过程中的盲目性，缩短开发周期。但是，仿真存在一个可信度的问题，仿真的结果并不能十分完美的反应实际情况。这主要取决于两个方面：一是方针手段有限，软件反应电路模型的能力有限及计算方法不是很完善；二是仿真中的电路模型无法【7】 真实反映实际电路。5.2 开环仿真及其结果分析双管正激变换器交错并联技术的开环仿真电路图如图5-1所示，设其占空比为0.3进行仿真，根据公式V540Vo=2iD=20.3 K2得 Vo=162V得到的仿真波形验证了设计电路的正确

49、性。其仿真波形如图5-2所示.图5-1开环仿真电路图25燕山大学本科生毕业设计（论文）图5-2开环仿真波形上半部分得到的是输出电压的波形，经过1.5ms之后完全稳定在160V,与理论上应该计算得到的输出电压基本相同。下半部分是电感电流的波形，1.5ms之后电感电流也,在25A40A这个范围内稳定波动。故由此可说明交错并联双管正激变换器开环时的原理和参数的正确性。图5-3开环电路中驱动信号波形26第5章 仿真分析由于本次设计的题目是双管正激变换器的交错并联技术，要想实现它的交错并联，也就是要有两路相互独立的输出，这两路各自独立，给每一路一个驱动脉冲，都能给负载供能，而且既然是交错并联，就说明这相互独立的两路应该不能同时被触发，而应该是交替被触