射频仿真系统中功率校准系统设计(中文译文)

1、最初，六端口技术应用于计量是因为它是一种衡量两个电磁5复杂比率的非常精确的方法。许多文献展现了六端口网络分析器6。在过去的十年内，许多运用这个技术的新的应用程序被提出来，如在一个接收器的直接转换7，在一个雷达系统的相位和频率的区分8, 和多个无线电频率信号的测向9。在最初的Li7之后，许多在六或者五端口技术基础上处理数字接收机的文献被发表10-12。射频电路采用五端口首要的优点是非常大的频率带宽。Hesselbart4证明一个使用六端口反射计的负载的反射系数的测量在频率范围为2-2200MHZ上需运行超过30年。另一个五端口的同步检波系统的优点是他与一个零中频混频接收机是相似的，即一个没有滤波

2、器的本机振荡器。射频接收机的目的是与载波频率来解调信号，复包络, 振幅为，用一个由本机振荡器产生信号其频率和振幅分别为和。这两个信号可由两个合成的波表示电压和可分别由上述公式（1）、（2）的实部求得。 图1.经典同步接收机I(t)和Q(t)表示了同相和正交信号，图1表明了经典的运用正交转换的同步接收机，它进行的解调。然而，基带信号I(t)和输出信号Q(t)可以被直流偏置抵消，同相跟正交的失配，本机振荡器的泄漏和偶数阶失真13。五端口系统产生的三个基带信号也有类似的问题。但是我们将证明他们可以被减小，用一个五电路的同步接收机和适当的校准方法。本文分为六个部分。五端口系统的工作原理在第二部分。校准

3、的方法在第三部分详细介绍。相邻信道信号的影响的研究在第四部分。自校准以抗干扰在第五部分阐述。自校准用与已知的I/Q序列相符的在数据破裂时接收的训练序列来自校准五端口系统。以这种方式，自适应校正系数可以有效的防止虚假的信号和干扰。数据速率为200 kb/s频率为2GHz的QPSK解调结果在第六部分给出。最后我们将介绍一个用五端口电路和同步自检的多模多频带直流数字接收机。 图2.五端口电路和同步接收机图3.零偏置射频功率检测器II、五端口系统的工作原理五端口系统如图2所示。五端口系统这个五端口电路包含一个双输入射频线性电路，三个输出和三个功率检测器。这个射频五端口系统可以有混合组件14，三个探测系

4、统15，一个移相器16，一个五口环17。这个线性电路用来将三个矢量添加到两个输入信号之间(和)，所以这三个输出可以表示为：和什么时候为复参数取决于射频线性电路在频率为时的散射参数。这三个射频电压为公式（5）（6）（7）的实部:其中。和分别为和的模，和分别为和的相位。这些电压在零-偏置射频功率检测器中输入,这些检测器如图3所示。82-pF电容器是一个直流块。五十欧姆的电阻与输入功率检测器匹配，Schootky定律给出了二极管电流与输入射频电压之间的关系。式中，代表饱和电流二极管()。如果振幅的小于,我们可以用18近似(9)。图4 等效电路输出这个近似对于低输入功率有效，所以用一个线性化技术19,

5、20采用二次插值法使对高输入功率有效。射频功率检测器的输出端口如图418。为二极管电流由（10）定义，代表了功率检测器的视频电阻18，R和C是低通滤波器的组件。图4表明的高频部分被由低通滤波器滤除，所以正比于电流，相对应于公式（10）的基带。三个输出电压为：其中方程（11）代表了功率检测器的二次插值法，用公式（8）、（11）并假设，我们得到五端口电路输出电压的表达式：其中。每个电压由三个部分组成。第一部分为本机振荡器的自混频，第二部分为已调信号的自混频，第三部分为本机振荡器和已调信号的混频。最后的部分是理想的I/Q信号，隐藏在其他部分内。在经典的接收机，基带I/Q信号由两个混频直接获得。然而，

6、这五端口电路的三个输出电压由的直流偏置，的偶数阶，和I/Q信号组成。所以，信号的处理必须应用在这三个输出电压以阻止直流偏置、偶数阶和再生I/Q信号。下一部分解释了I/Q解调的标定原理。III.五端口系统的工作原理A. 方法介绍校准程序包含计算校准常数，容许从三个输出电压中再生 I/Q 。首先，一些 简化应用于输出电压方程，所以我们用三个输出电压和校准常数写出I和Q的表达式。然后我们介绍校准常数的确定方法。在式（12），可以写成两个部分之和，如下：表示一个直流分量，表示一个时变分量。则式（12）变为其中参数相当于输出电压的直流分量，每个直流偏移可以通过减平均值被抵消抵消直流偏转之后的三个输出电压

7、为：其中三个输出电压是三个时变参数、I(t)、Q(t)的线性组合，一个系统可以用式（16）描述的关系写为其中我们假设矩阵P是满秩，则我们得到其中结合式（18）和P矩阵的逆矩阵，I和Q信号可表示为：方程（19）和（20）定义了I和Q信号，三个输出电压，和六个实数校准常数。五端口系统的校准给出了六个实部常量，它允许从三个输出电压中再生I/O。这六个校准参数采用如下两步进行校准：1） 已知I/Q序列长度为N的射频信号由五端口电路的输入端输入。这个输入生成三个输出电压（在直流偏置抵消之后），它们可以写成：其中2）采用确定性最小二乘法，计算出的六个常量：在确定这六个实部系数之后，I/O可以用直流偏转抵消

8、之后的三个输出电压进行解调16、19、20。下面介绍五端口系统校准的两种方法。预校准方法：五端口系统可以在构建过程中的校准。一个已知的I/Q序列输入到全频段所用一个视频端口，校准系数记录在内存中。自校准方法:已知I / Q序列是一个接收的训练序列。在一个TDMA（分时多址）系统中，这种全球通信系统（GSM），训练序列在每个数据破裂被传输，所以我们用这个校准方法在破裂接收到后对系统进行自校准。B .校准常数的特性我们将学习校准常数的特性来精确理解I/Q的再生过程。定义六个向量：这个由式（16）定义的系统矢量关系式变为：方程（19）和（20）可以被视为两个标量。从式（28）和（27）定义得两个矢量

9、，我们得到通过式（28）定义的矢量并在（29）中替代，我们推断出I有一下的关系式：通过验证，我们得到I的如下的关系式：通过相同的方法，我们得到Q有如下的关系：方程(32)-(37)表明,校准步骤如下：抵消虚拟信号，其与预期接收信号的自混频的时变特性符合式（32）和（35）。几何性质为向量RG和IG垂直于向量L。分离信号I和Q 式（33）和36。几何性质为向量RG和IG分别垂直于向量和。向量RG和IG的标准化。方程（34）和（37）表明向量RG和IG分别正比于和的逆。这个性质使得可以通过补偿接收到信号的幅度来对IQ信号归一化。也就是说，当是低，向量RG和IG的就是高，反之亦然。在接下来的段落里，

10、我们将研究相邻信号的影响并介绍一种自校准的方法，即用一个训练序列校准五端口系统并抵消相邻信道的信号。IV.相邻信道对五端口系统解调的影响在一个同步接收机，在天线（见图1）之后的带通滤波器滤除通带以外的信号，所以频率为理想的信号和相邻信道信号接口在直流I/Q解调器的输入端。在经典的同步接收机中，信道选择是通过解调器的输出端的低通滤波器获得。但是，如果同步接收机被偶次失真破坏，I和Q信号被相邻信道信号产生的虚拟基带信号破坏21， 这个系统用二乘法来完成同步解调。该二乘法是偶次介法，所以该系统将有相邻信道信号影响的问题。我们将探讨五端口系统解调机相邻信道信号影响。有邻道信号，（5）（7）变为其中。表

11、示相邻信道信号。复杂参数、和依赖于射频电路在频率的散射参数，所以在二极管检波器输入端的三个射频电压为：其中。参数和分别为的模和相位。使用二乘法（由（11）定义）并假设通道选择有效，这三个输出电压正比于基带信号相邻通道在五端口系统的三个输出电压上产生与信号自混频想适应的信号。该信号不能被滤除，因为它是一个基带信号，如理想信号。五端口系统使用二次效应进行解调，所以我们可以在五端口系统的输出端得到相邻通道与预期信号混频的基带信号。相邻信道的影响取决于调制类型。如果相邻信道采用恒包络调制如最小频移键控（MSK），虚拟信号为一个直流分量，可以很容易抵消。如果相邻信道采用时变包络调制如过滤正交相移键控 ，

12、虚拟信号是时变的。在式（42）三个自混频信号之和可以写成：是三个自混频信号的直流分量之和。和分别为和的时变分量。所以抵消直流偏移抵消后，五端口系统的输出电压为：其中和根据式（19）和（20）及式（44）定义得输出电压，我们定义并计算同相解调信号和正交解调信号，如下式：我们假设没有邻道信号影响下五端口系统已预校准，所以通过校准常数的特性，我们得到两个扰动信号和：校准程序允许I/Q信号的再生且抑制，但是不能抑制相邻信道信号。五端口射频电路在频率和的响应是不同的，所以参数不能核实（32）和（35）的关系。理想信号（I(t)和Q(t)）受到相邻信道的干扰。在第五部分，我们提出一个新方法，用自校准方法抑

13、制相邻信道的影响。V、五端口系统自检方法在最后一部分，我们已经指导预校准方法不抑制相邻信道的影响。现在我们提出一个新的方法，在破裂接收时校准五端口系统并抑制时变虚拟信号。这个方法的三个步骤如下： 1）抑制干扰信号； 2）训练序列的位置决定校准系统； 3）校准后，数据解调。A、 相邻信道的抑制我们假设邻道信号功率高于理想信号，因此我们得到根据假设，我们可以将（44）写为：我们定义一个与相邻信道符合的新向量：根据式（26）定义的向量和，式（50）定义得等式为如下向量关系：我们假设量、定义一个三角体。为抵消以和为代表的相邻信道的影响，我们提出一个直观的方法，即将矢量投影到垂直于矢量的平面P。平面P由

14、正交基底定义，具有如下性质：下面两个坐标是向量投影到平面P的坐标：根据向量和基底B的性质，得投影表达式为：我们可以得到，这两个投影和是独立于相邻信道信号。我们需确定基准B来计算投影。电压和可由两步确定。首先，我们在建立的满足式（53）定义得特性要求的基底上确定的坐标。如果相邻信道信号的功率大于理想信号，输出电压几乎正比于时变电压，所以我们有以下近似：我们必须取消时变电压来得到的坐标，所以我们可以通过下面公式计算输出电压的标准差。根据输出电压的N个样点，我们可以用向量表示三个标准差值如下：其中、表示矢量的三个坐标，矢量是个常量且正比于矢量，使用式（58），矢量计算为：矢量是个常数且正比于矢量。已

15、知矢量的坐标，基底可表示为：很容易看出矢量和满足式（53）所给性质。 在确定基底B之后，我们可以计算出只依赖于信号I/Q信号的投影和。根据信号和，训练序列被用于结构和码元同步的定位。我们在V-B部分介绍这种方法。B、训练序列的定位 在介绍这种方法之前，我们先介绍下射频破裂传递的形式，如图5所示。射频破裂包含一个长度字符的训练序列和一个字符的数据序列。表示字符率，输出电压在频率取样，具有如下关系：这里整数OSR表示超样本比。五端口电路的三个输出电压由三个A/D转换器采样，可以得到OSR*N个采样点，我们确认这个条件保证我们在取样口有一个完整破裂。在时间采样后的三个输出电压的可以表示为：其中 ，

16、， 。代表了一个字符采样时间，表示了采样周期。采样输出电压储存在内存中来进行分段解调。在抵消直流偏移，负载匹配和消除相邻信道信号影响之后，我们得到信号和，可以表示为：22表示的帧同步的经典方法用于联系接收的I和Q信号和训练的I和Q训练序列。我们对（67）和（68）不运用这个方法，因为I和Q信号不是分离的。为了避免这个困难，我们给出以下的方法。 我们定义以下一个复包络：根据式（67）和（68），我们得到我们定义矢量为在的N*OSR计算值中，有一个由的个值组成矢量，它与字符的训练序列I/Q相符合。我们通过以下的方法计算和训练序列的关系。首先，我们将式（70）代入矢量（71）估计参量，和如下：其中

17、M表示已知的I和Q的训练序列。我们用最小二乘法得到待估参数。我们定义矢量，它可以通过四个待估参数（73）和训练序列计算得：我们确定测量值和估计值的二次误差为表示厄米算符。用的表达式，我们可以简化二次误差23如下：其中。是的单位矩阵。我们计算从0到的误差。当估计值与测量值的差最小时，二次误差定义训练序列的位置。根据值，我们根据式（66）确定以下的最优值： 为最优，它是符号同步估计值。 为最优，它是帧同步估计值。因此，符号同步和帧同步得到实现。同步方法需要计算误差项，原则上，这个技术需矩阵反演。然而，训练序列矩阵M需要反演是提前知道的，它可以预先计算和存储。所以，矩阵反演不会增加采样计算的复杂度，

18、只要一些矩阵乘法就可以很容易实现为一个有效的有限脉冲响应（FIR）作用于信号和。在同步方法后，我们可以再生I和Q数据。C、I/Q数据的解调方程（67）和（68）变成一下矩阵形式：从（77）得其中。我们根据式（73）和测量矢量，估计参数，和，它们与训练序号相符。4个参量（a，b，c和d）根据如下关系式计算得：其中。最后，计算I和Q数据。在收到每个破裂，这个方法抵消相邻信道的影响，实现符号和帧同步，再生I/Q数据没有高复杂度的矩阵反演。这个方法与调制方法一同运行，比如相移键控法（PSK）、最小频移键控（MSK）、或者正交幅度调制（QAM），我们只需知道I/Q训练序列；因此，这个技术是多模的。这个五

19、端口电路的校准方法应用在每个破裂接收时，且不需要任何标准校正，与网络分析仪校准一样。图5.射频破裂形式VI、结果为验证预校准和自校准，我们建立一个五端口系统直流射频解调器实验，我们用一个频率为2GHZ经滤波过的正交相移编码射频信号。传输数据的形式如图5。试验台的如图6。13字符训练序列为类似全球移动通信系统。 数据序列由64个字符组成。当字符速率等于100 ksamples/s时，因此，我们得到一个速率为200 kb/s，QPSK调制的射频信号。台架如图5所示。图6.射频数字接收机的测试台信号发生器Marconi 2031是一个本机振荡器调谐在2GHZ，损失功率为0dBm。信号发生器HP443

20、1B产生调制在2GHZ的正交相移键控调制信号，射频功率根据需要调整，且该发生器与本机振荡器同步。信号产生器HP4431B产生干扰信号如一相邻信道信号或者加性高斯白噪声信号。理想射频信号和虚拟射频信号由一个功率合成器叠加并注入到五端口电路的射频端口。所用的射频线性五端口电路是一个2GHZ的五端口环。我们选择这个结构因为这个电路用微带技术易于生产，且易于我们处理我们的实验。一些文献描述用一个双环结构设计宽带五端口电路24,25。然而，五端口设计可以用一个移相器16，并且用单片微波集成电路(MMIC)技术非常容易整合。五端口系统的输出电压以800 ksamples/s采样率被一个采集卡(PCI-61

21、10E)采样。符号率为100 ks/s。因此，OSR=8且我们有八个采样点/符号。在获得1500个采样点后，我们应用两种解调算法（自校准和预校准）；这些软件用C+实现。我们解调很多破裂并比较解调和传输的比特位来估计比特误差率（BER）。图7.理论的误码率与自校准和预校准的信噪比首先，我们测量了有加性高斯白噪声的数字接收机的静态条件。HP4432B被用于加性高斯白噪声发生器。图7代表了误码率跟信噪比相比（SNR）。图7比较理论的误码率与四相相移键控的预校准和自校准的误码率。当BER=时，自校准实现损失为0.7dB，而预校准为1dB。可见，自校准的方法比与校准更有效。图8.。接下来，我们测试数字接

22、收机的性能，即确保BER=理想信号的射频输入功率的灵敏度。发生器HP4432B 和功率合成器被移除。图8代表误码率和正交相移键控调制信号的射频功率。这个图对比了两个校准方法的性能。我们得到，在BER=时，自校准的灵敏度为-62.6 dBm，预校准的灵敏度为 -61.2 dBm。在我们的测试装置中，灵敏度收到A/D转换器的限制，这些结果被射频五端口电路前的低噪声放大器放大，通过基带放大器放大三个输出电压，或者用更多的A/D转换器。自校准的灵敏度通过数字接收机提高了1.4 dB。图9.最后，有干扰信号的五端口系统的性能测试。首先，一个1.95 GHz的邻道信号加到频率为2GHZ射频功率为-57dB

23、m的理想信号中。邻道信号是一个符号率为100 ks/s过滤的正交相移键控调制信号。结果如图9所示。这些曲线表示了五端口系统的两个校准方法隔离邻道信号的能力。表一.我们可以定义相邻信道的隔离度区分干扰信号和理想信号的功率来确保误码率BER=0.001,我们总结在表一。我们可以看到自校准通过一个调制的干扰信号提高相邻信道隔离度9dB。图10.第二，频率1.95GHZ的邻道连续脉冲信号加到频率为2GHZ射频功率为-57dBm的理想信号中。 脉冲的时间为400，占空比为0.5；因此， 连续脉冲信号相当于一个TDMA/GSM移动台信号（结果表示在图10）。结果总结在表二中，表中标明自校准通过连续脉冲干扰信号提高邻道信号隔离度11dB。27给出了一些关于五端口解调器的邻道信号隔离度的一些结果。这些用于频率为2.45GHZ数据率