DC-DC开关电源

1、摘要本文首先归纳了文献中提到的几种三电平直流变换器，从中总结出了一种三电平拓扑的基本变换方法，应用这种基本方法及其改进方法得到了其它一些直流变换器的三电平拓扑，对基本方法进行改进，提出了适合6种单管直流变换器的三电平拓扑变换方法，成功地得到了其三电平拓扑，开关管的电压应力降为原来的一半;经过对这些三电平拓扑控制策略的深入研究，详细论述了交错开关方式可以最大幅度地减小电感的电流脉动，从而可以在电流脉动要求相同的情况下减小电感的设计值。提出一种Buck三电平变换器,该变换器中开关管的电压应力为输入电压的一半,采用交错控制方式,可以大大减小输出滤波器的大小,详细分析Buck三电平变换器的工作原理,分

2、析该变换器的输入输出特性,讨论主要参数的设计. 关键词：三电平变换器；降压三电平；交错控制；Pspice仿真AbstractSeveral TL converters are classified from papers of recent years, the basic method of TL topology derivation is obtained, which can be used to deduce the other kinds of TL topologies. Using the modified method, 6 kinds of TL topologies of

3、 single-switch converter are obtained. The deep research reveals that these TL topologies can have less value of the inductor by using interleaving modulation strategy compared with conventional modulation strategy on the condition that the current ripple of the inductor are the same.This paper prop

4、oses a Buck Three-Level (TL) converter, the voltage stress of the switches is the half of the input voltage. Employing interleaving control, the output filter can be significantly reduced. The operation principle of the Buck TL converter is analyzed in details. The characteristics of output-input of

5、 the Buck TL converter are derived and the filter parameter design is discussed.Keywords：Three-level converter,；Buck-TL；interleaving technique；Pspice simulation目 录第1章 绪 论11.1 DC-DC 开关电源的发展方向11.2 TL变换器的提出、推导及国内外研究现状和发展趋势41.3研究目的、内容及意义51.4 本章小结6第2章 开关电源原理分析72.1 DCDC变换器拓扑结构72.2 三电平变换器的推导112.3 本章小结17第3章

6、 DC-DC变换器Buck-TL电路工作原理183.1电路拓扑183.2电感电流连续时Buck-TL 变换器的工作原理和基本关系183.3电感电流断续时Buck-TL 变换器的工作原理和基本关系233.4 Buck-TL 变换器外部特性263.5 Buck-TL 变换器的优点293.6 本章小结32第4章 DC-DC变换器Buck-TL电路的仿真研究334.1 主电路设计及控制电路的组成334.2 DC-DC变换器Buck-TL电路负载电压和电感电流仿真波形344.3 DC-DC变换器Buck-TL电路输入输出电压仿真波形364.4 DC-DC变换器Buck-TL电路其他仿真波形374.5 本

7、章小结38结论39参考文献40致谢41I第1章 绪 论1.1 DC-DC 开关电源的发展方向开关电源（Switching Mode Power Supply）是一种采用开关方式工作的直流稳压电源。它以小型、轻量、高效的特点。被广泛用于工业、民用及军事电子设备的各个领域，成为现代电子设备的重要组成部分。近十五年来，成为世界各主要国家尤其是发达国家研究的热点。1955年美国的科学家罗耶（GH.Roger）首先研制成功了用磁芯的饱和来进行自激振荡的晶体管直流变换器。1957年美国查赛（JenSen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积

8、和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。70年代由分立元件制成的各种开关电源，均因效率不够高，开关频率低，电路复杂，调试困难而难于推广。70年代后期以来随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大量问世，这种新型节能电源才重获发展。目前，开关频率已从2kHz左右提高到几百千赫至几兆赫。与此同时，供开关电源使用的元器件也获得长足发展。自上世纪80年代开始，高频化和软开关技术的开发研究，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点

9、之一。准谐振变换器(Quasi-resonant converters, QRCs)和多谐振变换器(Multi-resonantonverters, MRCS)出现在80年代中期。这是软开关技术的一次飞跃，这类变换器中的谐元件只参与能量变换的某一个阶段，而不是全程。它也是采用频率调制的控制方法。80年代末出现了零开关PWM变换器(Zero switching PWM converters)，它可以分为电压开关PWM变换器(Zero-voltage-switching PWM converters)和零电流开关PWM变换器(Zero-current-switching PWM converter

10、s)两种。它们采用的是PWM控制，谐振元件的谐振作时间一般为开关周期的1/10-1/50。上世纪90年代，随着大规模分布电源系统的发展，一体化的设计观念被推广到更大容量、更高电压的电源系统集成，提高了集成度，出现了集成电力电子模块（IPEM）。IPEM将功率器件与电路、控制以及检测、执行等元件集成封装，得到标准的，可制造的模块，既可用于标准设计，也可用于专用、特殊设计。优点是可快速高效为用户提供产品，显著降低成本，提高可靠性6。近年来，为缩小开关变换器的体积和重量，提高其功率密度，并改善动态响应，开关频率大幅度的提高，高频化成为一种趋势。小功率DC-DC变换器开关频率将由200500kHz提高

11、到1MHz以上，但是高频化又会产生新的问题，其一，开关损耗以及无源元件的损耗增大；其二，高频寄生参数影响增大以及高频电磁干扰问题严重。因此，为减小损耗，提高效率，采用了软开关技术，包括无源无损（吸收网络）软开关技术，有源软开关技术。对于中小功率应用场合，通常采用两种最为简单的电路拓扑：正激变换器和反激变换器。正激变换器实际上是由Buck变换器演变出来的隔离开关变换器，其中，与Buck变换器的不同之处在于变压器不再起电感的作用，而是一个完全意义上的变压器，只起到隔离和变压的作用，变压器中只存储激磁所需的少量能量。反激变换器实际上是在Buck-Boost变换器中插入隔离变压器而得到的，其中，隔离变

12、压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用，由于反激变换器具有使用元件少、成本低、结构简单等优点，在低成本、小模块空间、小功率应用场合非常受欢迎。我国开关电源及开关电源变压器的研究起步较晚，与发达国家差距较大。80年代后期，第一批引进澳大利亚技术，开发48V、50A(开关频率为40KHz)和48V、100A(开关频率为20KHz)高频开关电源，这在当时，被认为是我国最先进的开关电源。自此以后，我国一方面派员参加各种国际学术会议，如国际通信能源会议(International Tele Communi-Cation Enexgy Conference)和弗及尼亚电力电子研讨中心(Virg

13、inia Power Electronic Center 简称VPEC)，组织的国际学术研讨会，一方面吸收国外先进技术，在国内开发自己的开关电源及其变压器，现在己有邮电部武汉电源厂、通信仪表厂、杭州桥兴，等很多厂家正在吸取国外先进技术生产开发自己的开关电源及其变压器。在我国入世之后，国内开关电源研发、生产单位将直接面对国外开关市场电源市场的竞争，而高频开关电源又是一次技术含量较高的电力电子产品。高可靠性是第一位重要的指标，其次，电磁干扰（EMI）、功率因数校正（PFC）、工艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们的产品能否参与国际市场竞争的重要因素。但由于我国配套工业落后，并且对高频

14、开关电源变压器等磁性器件缺乏深入的研究和相关设计技术，导致我国目前产品化的开关电源工作频率均在200KHz以下，近几年来，国内许多研究单位在开关电源的理论分析方面做了大量的工作，如清华大学研究了动态优化设计问题，电子科技大学在建模、仿真设计、拓朴结构等方面己连续跟踪研究数年，国内其他高校如西北工业大学等以及信息产业部(如电子10所、43所等)和军队系统的一些研究所也进行了这方面的研究。目前正在研制工作频率>1MHz的开关电源；在尺寸方面，开关电源的体积也大大缩小5。而随着技术的进步，DC/DC开关电源朝着高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化方向发展：1、专用化：对通信电源等大功率系

15、统，采用集成的开关控制器和新型的高速功率开关器件，改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，达到最佳的效率。对于小型便携式电子设备，则主要是单片集成开关电源的形式，采用新型的控制方式和电路结构来减小器件体积、减小待机功耗，提供低输出电压、高输出电流以适应微处理器和便携式电子设备等产品电源系统的供电要求。2、抗电磁干扰：当开关电源在高频下工作时，噪声通过电源线产生对其它电子设备的干扰，世界各国已有抗电磁干扰的规范或标准。3、高可靠：开关电源比线性电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性从寿命角度出发，电解电容、光耦合器、开关管及高频变压器等决定电源的寿命。追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是

16、依赖使用方4、高频率：随着开关频率的不断提高，开关变换器的体积也随之减少，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC/DC转换器的开关频率将上升到MHz。但随着开关频率的提高，开关元件和无源元件损耗增加、高频寄生参数以及高频电磁干扰(EMI)等新的问题也将随之发生，因此实现零电压导通(ZVS)、零电流关断(ZCS)的软开关技术将成为开关电源产品未来的主流。5、低噪声：与线性电源相比，开关电源的一个缺点是噪声大，单纯追求高频化，噪声也随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以高频化，又可以降低噪声。6、控制技术的研究进展：最早出现的控制技术是电压型PWM控制。电压型PWM控制闭

17、环系统中只有一个电压反馈环，使系统结构相对简化，控制机理简单直接，利于进行模型分析和仿真。它同时能够完成具有相当精度的恒压恒流控制，系统工作稳定，抗干扰能力强。但是电压型DC/DC变换器是一个单环系统，它的LC滤波器具有双极点二阶特性，需要加一个很大的补偿电容。而加大补偿电容虽然能得到好的小信号特性，却使它的大信号特性变差。电流型控制系统则具有天生的电流保护功能。在电流型开关电源中，由于电流反馈环采用了直接的电感电流峰值检测技术，它可以及时、灵敏地检测出输出变压器或功率开关中的瞬态电流值，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。不管是电压型还是电流型PWM控制方式都能在较高的负载下获得很高的效率，然而

18、在轻载时，由于高频带来的功率损耗严重的影响DC/DC转换器的效率。恒频电流型变换器的占空比大于50%时，就存在内环电流工作不稳定的问题，需要在内环加斜坡补偿信号。目前斜坡补偿技术很成熟，能够很好的使得变换器在任何脉冲占空比情况下正常工作。1.2 TL变换器的提出、推导及国内外研究现状和发展趋势1.2.1 TL变换器的提出近年来随着对电力电子技术的深入研究，人们对使用市电的功率变换装置的用电质量提出了越来越严格的要求。国际电工委员会已经制定了标准IEC61000-3-2，对谐波含量进行限制。这样电气装置就有必要采用功率因数校正技术(Power Factor Correction，PFC)。三相P

19、FC变换器的输出直流电压一般为700-800VDC，甚至会高达1000VDC。若在整流器中使用三相PFC变换器，就会使得后级直流变换器中开关管的电压应力增高。为了降低直流变换器中开关管的电压应力，参考NPC逆变器，提出种直流变换器。它最突出的特点是开关管的电压应力是零电压开PWM全桥直流变换器(ZVS PWM FB Converter)中开关管电压应力的一半，只有输电源电压的112;除此以外它还有ZVS PWM FB Converter所有的优点:可以在宽调制下实现ZVS、变换效率高、开关频率恒定等等。1.2.2 TL变换器的推导过程由于该变换器中、D5、D6组成的桥臂逆变器中的桥结构相同，因

20、此文中称之为TL桥臂，并称该变换器为ZVS PWM TL变换器。TL变换器的推导过程仔细研究上述TL变换器中变压器原边的主电路，发现它们实质上是半桥直流变换器的拓扑变换，可以这样来理解它的推导过程：i)为了解决开关管电压应力高的问题，首先要找到开关管电压应力的来源。在半桥直流变换器中，开关管的电压应力大小等于输入电源电压，来源即是输入电源；ii)将输入电源电压均分为大小相等的两份。这在半桥直流变换器中已经具备两只电容己经将输入电压均分；iii)将两只开关管的每一只分别用两只串联的开关管代替，这样两只开关管的电压应力之和就是原来一只开关管的电压应力；iv)分别加入箱位二极管DS、D6，使相互串联

21、的两只开关管的电压应力保持均衡这样就得到了上述TL变换器的拓扑结构。可以称该推导过程为半桥直流变换器的TL拓扑变换过程，并在下文中改称该变换器为半桥TL变换器。1.2.3 国内外对TL变换器的研究现状从半桥直流变换器的几拓扑变换过程很容易就联想到其它直流变换器也可能有类似的拓扑变换过程。事实也是如此。基于Buck变换器首先提出了一种Buck-TL变换器。在此基础上，又提出了Buck四电平变换器、Buck多电平变换器(MultiLevel Converter，以下简称为ML变换器)。该文中还提出了一种适合Buck四电平变换器的控制策略。有的文献也讨论了Buck-TL变换器，并提到了适合它的控制策

22、略。但是，这些文献中都没有详细分析Buck-TL变换器的实质是Buck直流变换器的TL拓扑变换，也没有仔细论证所提出的控制策略针对Buck-TL变换器是否已经最佳。基于Boost变换器提出了一种Boost-TL变换器。同时给出了一种控制策略，并在该控制策略下，大大减小了电感的设计值。一些文献也讨论了该变换器。但是，这些文献也没有详细分析Boost-TL变换器的拓扑变换实质，同样也没有论证电感电流脉动的减小与控制策略的关系。在Boost型三相三管TL整流电路的基础上，基于Sepic变换器提出了Sepic型三相三管TL高功率因数整流电路；基于Cuk变换器提出了Cuk型三相三管几高功率因数整流电路，

23、这两种TL变换器由于都只有一只开关管，它们只能使得输出为三电平而不能使得开关管的电压应力降低，同样无法调整控制策略来减小滤波器大小。于是提出了一种推挽TL逆变器。该逆变器仅仅可以降低开关管的电压应力，无法通过调整控制策略来实现开关管的软开关。在一个文献中又提到了混合ML开关变换器。其实它是两个全桥TL变换器的组合。但是该文献中并没有对每个全桥TL变换器进行拓扑分析，更没有针对该变换器寻找最佳开关方式。也提到了全桥TL变换器的部分结构，如TL桥臂，同样也没有对拓扑变换和控制策略进行分析论证。随着技术的进步，总结了TL拓扑变换的思想，提出了阳极单元、阴极单元等两种基本TL单元，将这两种单元放置到其

24、它几种直流变换器中，得到了一系列的TL变换器。随着研究的深入，TL技术的研究范围也在扩大，将TL技术及其衍生出的ML技术推广到各种三相或单相整流器、两象限及双向变换器等，并应用于各个领域。1.3研究目的、内容及意义1.3.1 课题的研究目的1、开关电源在国民生产中的重要地位和开关电源研究的意义； 2、DC-DC变换器Buck三电平电路减小输出电压脉动的重要意义；3、DC-DC变换器Buck三电平电路的工作原理、CCM和DCM模式下工作原理的不同和主要优缺点、输出滤波器的设计和三电平开关管电压应力的计算；4、通过ORCAD仿真软件分析并验证工作原理的正确性。1.3.2 课题研究的内容和意义单管直

25、流变换器没有电气隔离，结构简单，在中小功率的开关电源中应用较多，其TL拓扑变换过程值得探讨;其电感有可能在新的控制策略下得到进一步减小。对单管直流变换器TL拓扑变换的研究，可以使开关管的电压应力降低一半，采用交错开关方式后，电感电流脉动最大值可以大幅减小。这样就可以拓宽该变换器的应用场合，降低滤波器的尺寸。推挽直流变换器由于结构简单，在需要隔离的中小功率开关电源中也经常用到。但该变换器也存在一些诸如开关管电压应力高、容易出现偏磁现象、很难实现开关等问题使得其应用受到限制。若能对该变换器进行TL拓扑变换并假以新的控制策略，就可以解决该变换器存在的一些问题，拓宽变换器的应用范围。对推挽直流变换器T

26、L拓扑变换的研究，同样可以使开关管的电压应力降低一半，同时可以实现开关管的软开关，改善开关管的工作条件，从而也可以拓宽该变换器的应用场合。全桥直流变换器中开关管的电压应力为输入电源电压，与推挽直流变换器开关管相比电压应力降低了一半，这种结构上的优势可以使它的输入电源电压较高，变换效率也相对可以更高，所以这种变换器在中大功率的开关电源中应用较多。若能对它进行TL拓扑变换，无疑可以使之工作在输入电压更高的场合，变换效率可以更高，进一步拓宽它的应用范围。对全桥直流变换器TL拓扑变换的研究，同样可以使开关管的电压应力降低一半，同时寻找到的最佳开关方式可以使滤波电感电流脉动降到最低。这样就可以使该变换器

27、工作在输入电压更高的场合，同时可以降低滤波器的尺寸。1.4本章小结本章首先概述了DC-DC变换器的发展方向，并且对 TL变换器的提出、发展及国内外研究现状进行了简述， 指出了该课题来源与目的，最后对本文研究的内容及实际意义进行了较为详细的说明。第2章 开关电源原理分析随着通讯、计算机行业的日益发展，各种用电设备越来越多，由于这些设备的输入多采用不可控整流方式，输入谐波电流较大，功率因数较低，不仅影响邻近其它用电设备的工作，而且也使输电线上损耗增加。为此，国际上的一些学术组织和国家颁布或实施了一些输入电流谐波限制标准，如IEC5552、IEEE519、IECl00032等，以达到减少电源设备对交

28、流电网的谐波污染。为了减小谐波电流，通常的做法是采用功率因数校正技术。而中、大功率的高频开关电源一般为三相380VAC±20%输入，整流后的直流母线电压最高将会达到640V左右;如果采用三相尸厂亡技术，直流母线电压通常会达到760800VDC，甚至要达到1000VDC以上。这使得后级直流变换器开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。2.1 DCDC变换器拓扑结构本节主要研究非隔离式DCDC变换器的拓扑结构。2.1.1 降压型DCDC变换器其主电路如下图所示：图2.1 降压型DC-DC变换器主电路其中，功率MOSFET为开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；L和C为滤波

29、元件；开关管截止时，二极管VD可保持输出电流连续，所以通常称为续流二极管。控制电路输出信号使开关管VT导通时，滤波电感L中的电流逐渐增加，因此贮能也逐渐增大，电容器C开始充电。忽略MOSFET的导通压降，MOSFET源极电压应为，滤波电感两端电压应为 (2-1)由此刚以得出 (2-2)假定输入电压和输出电压保持不变，可以得到 (2-3)式中为VT导通前流过电感L中的电流。可以看出，VT导通期间，流过电感L的电流IL线性上升。VT导通状态结束时，即时，L中的电流达到最大值，即 (2-4)控制电路使开关管关断时，电感L中的电流将减小，L两端产生的感应电压使二极管VD导通，电感L中贮存的能量通过续流

30、二极管传输到负载。忽略续流二极管的导通压降，电感两端电压应为 (2-5)由此可以得出 (2-6)设输出电压保持不变，则有 (2-7)式中为开关管断流前流过电感L的电流。开关管关断状态结束(即)时，电感中的电流下降到最小值，即 (2-8)将该式带入电感电流最大值表示式，经适当整理后，可以得到 (2-9)式中，T为开关管控制信号的周期，即ton+toff， D为开关管导通时间与控制信号周期之比，通常称为控制信号的占空比。从该式可以看出，由于占空比小于l，该电路输出电压总是低于输入电压，因此将其称为降压型DCDC变换器。在该电路中，输入电压变化时，保持控制信号的周期T不变，改变开关管的导通时间ton

31、(即改变控制信号的占空比D)，可使输出电压保持稳定，这种方式称为脉冲宽度调制(PWM)。输出电压的表示式也可变为 (2-10)式中f为控制信号的频率。可以看出，输入电压变化时，保持控制信号的宽度(即开关管导通时间ton)不变，改变控制信号的频率，也可以稳定变换器的输出电压，这种方式称为脉冲频率调制(PFM)。电感L中的电流IL，在开关管导通时上升，在开关管关断时下降。若在这样一个周期T中，IL下降到零，并在之后一直保持为零，则开关电源工作在非连续电流模式(DCM)，否则工作在连续电流模式下(CCM)。2.1.2 升压型DCDC变换器其主电路如下图所示。功率MOSFET作开关调整元件，它的导通与

32、关断由控制电路决定：L为升压电感；VD为升压二极管；C为滤波电容器。开关管VT导通时，电源电压加在贮能电感L的两端，即 (2-11)图2.2升压型DCDC变换器主电路由此可以得出 (2-12)假设输入电压保持不变，则 (2-13)式中为开关管VT导通前流过电感L的电流。可以看出，开关管VT导通后，流过电感的电流线性上升，开关管中的电流也线性上升。当开关管导通状态终止(即)时，电感L中的电流达到最大值，即 (2-14)式中ton为开关管导通时间。开关管导通结束时，电感L中贮存的能量为 (2-15)开关管VT关断时，电感L两端电压反向，该电压UL与输入电源电压叠加后，通过升压二极管VD和滤波电容C

33、加到负载两端。忽略升压二极管VD的导通压降，则升压电感L两端电压为 (2-16)流经电感L的电流为 (2-17)当t-t1=toff时，流过电感的电流最小，其值为 (2-18)将的表达式带入的表达式中，得 (2-19)该式经整理后可得 (2-20)由该式可以看出，这种电路的输出电压高于输入电压，所以将其称为升压型DCDC变换器。工作过程中，调整功率开关管的导通时间ton或关断时间toff都可以改变变换器的输出电压。2.1.3 升压降压型DCDC变换器其主电路如下图所示：图2.3 升压/降压型DCDC变换器主电路功率开关管VT导通时，隔离二极管VD因承受反向偏压而关断。输入电源电压加在贮能电感L

34、两端，电感电流为 (2-21)功率开关管导通结束( )时，流过电感中的电流达到最大值，即 (2-22)功率开关管关断时，电感两端产生反向电压，即下端为正，上端为负。隔离二极管VD因承受正向电压而导通，忽略VD的正向电压降，电感两端的电压即为输出电压，即 (2-23)功率开关管关断期间，电感L中的贮能通过负载电阻RL和滤波电容C释放，iL由最大值开始下降： (2-24)当VT关断结束( )时，电感电流下降到最小值，即 (2-25)将电感电流的最小值代入表达式中，可得 (2-26)由上式可见，当占空比D大于0.5时，输出电压高于输入电压；当占空比小于0.5时，输出电压低于输入电压，因此，该电路称为

35、升压降压型DCDC变换器。2.2 三电平变换器的推导2.2.1 基本三电平单元传统TL变换器可以这样来理解:图2-4(a)是一个半桥变换器，其开关管上电压应力为输入电压。为了降低开关管的电压应力，可以用两只开关管串联来替代一只开关管，如图2-4(b)所示。但是由于相互串联的两只开关管的特性有可能不一致，同时其驱动电路特性也可能不一样，因此当两只开关管关断时，它们所承受的电压可能不相等，一只开关管的电压高于，而另一只开关管的电压则低于。为了确保两只开关管所承受的电压均为，可以加入两只中点箝位二极管D5和D6，如图2-4(c)所示。这就得到了一种新型变换器。从结构上看，阴影部分是TL逆变器的一个桥

36、臂，因此称此变换器为TL变换器。实际上，它本质上还是一个半桥电路。因此我们定义它为HB TL变换器。图2-4 HB TL变换器的推导过程从图2-4所示的推导过程可以看出，TL变换器的核心是用两只开关管串联替代一只开关管以降低电压应力，并引入一只箝位二极管和一个箝位电压源(一分为二)确保两只开关管电压应力均衡。从图2-4(c)中可以看出，开关管位置不同，其箝位电压源与箝位二极管的接法也不同。从该图中可以提取出两个基本TL单元，如图2-5所示。在图2-5(a)中，箝位电压源的正极与一只开关管的流入极(对于MOSFET，为D极:对于IGBT，则为C极)，这时箝位二极管的阳极与箝位电压源的中点相联，如

37、图2-5(a)，我们称之为阳极单元;在图2-5(b)中，箝位电压源的负极与一只开关管的流出极(对于MOSFET，为S极;对于IGBT，则为E极)，这时箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相联，我们称之为阴极单元。图2-5 基本TL开关单元为了确保两只开关管的电压应力均衡，开关管的关断时序很重要。对于阳极单元，必须在之前关断，这样原来流过的电流就转移到箱位二极管Dc中，的电压应力就被箱在。当关断时，其电压应力自然为。如果在之后关断，那么关断后其电压应力将为，显然没有起到降低电压应力的作用。对于阴极单元而言，必须在之前关断，这样原来流过必的电流就转移到箱位二极管中，的电压应力就被箱在。如果先关断，其

38、电压应力将为Vcl。总之，对于基本TL单元而言，构成闭合回路的那只开关管必须先于另一只开关管先关断，才能保证两只开关管的电压应力均衡。2.2.2 三电平直流变换器的推导根据图2-4的思想，我们可以推出所有直流变换器的TL结构，包括Buck , Boost ,Buck-Boost, Cuk, Sepic和Zeta等六种不隔离的TL变换器和正激、反激、推挽、全桥等隔离的TL变换器。在这些变换器中，开关管的电压应力均为其基本电路的一半。下面以Buck TL变换器为例阐述TL变换器的推导步骤。图2-6 Buck-TL变换器的推导过程步骤1:将基本变换器中的开关管替换为一相互串联的两只开关管，如将Q替换

39、为和，如图2-6(b)所示;步骤2:寻找或构成箱位电压源。分析基本变换器中开关管的电压应力，如果在变换器中存在与开关管的电压应力相等的电压，就可以以此电压作为箱位电压源，否则则需在变换器中构成一个箱位电压源。当寻找到或构成箱位电压源后，将其分为两个相等的电压源(用两个相等的电解电容相串联)。在Buck变换器中，开关管的电压应力为输入电压，则可用两个容量相等的电容和将输入电压一分为二，得到两个电压为的电压源，如图2-6(c)所示;步骤3:从箱位电压源的中点引入一只箱位二极管到两只开关管的中点，箱位二极管的放置与两只开关管与箱位电压源联结的地方有关。如果开关管的流入极与箱位电压源的正极相连，那么箱

40、位二极管的阳极与箱位电压源的中点相连，构成一个阳极单元;如果开关管的的流出极与箱位电压源的负极相连，那么箱位二极管的阴极与箱位电压源的中点相连，构成一个阴极单元。图2-6(d)所示为一个由阳极基本单元构造的Buck TL变换器。按照上述的步骤，我们可以推出所有基本变换器的三电平拓扑结构。图3-6给出的是不隔离的6种变换器的三电平电路。对于Boost变换器，其开关管的电压应力为输出电压Vo，因此其箱位电压源直接利用输出电压。图2-7 非隔离TL变换器2.2.3 非隔离TL变换器的改进以上我们推导的非隔离TL变换器结构，还存在着许多问题，不能在实际中直接应用，需要进行适当的改进。下面我们仍以Buc

41、k电路为例加以说明。如果Buck TL电路的两只开关管同时开通和关断，那么输出滤波器两端的电压波形v与基本Buck变换器的输出滤波器两端的电压波形相同，如图2-8(a)。但是如果将两只开关管的开关方式做一改变，使一直开通，PWM控制，那么输出滤波器两端的电压波形如图2-8(b)所示。对比两个波形可以发现，在相同的输入电压和输出电压的条件下，图2-8(b)中电压的交流分量显然小于图2-8(a)，这是因为前者只有和0两个电平，而后者存在 , 和0三个电压(这里只用了和两个电平，用到0电平的情况将在后面谈到)。在得到相同的滤波效果时，后者所需的滤波电感要小得多，而滤波电感越小，变换器的动态特性越好。

42、图2-8 输出滤波器两端的电压波形但开关管开关方式的改变带来两个分压电容电压不均衡的问题。当和同时导通时，两个分压电容和同时向负载提供能量。当关断后，只有向负载提供能量。因此在一个开关周期中，提供的能量比提供的能量少，这样就会导致的电压越来越高，的电压越来越低，最后的电压为，而的电压等于零。显然变换器的工作状态不正常。为了解决这个问题，可以对变换器的结构进行改进。前面曾经介绍过，基本TL单元有阴极与阳极两种结构，利用阳极单元可以构成图2-9(a)所示的Buck TL变换器，图2-9 Buck TL变换器的改进电路与此相同，利用阴极单元可以构成与之对称的Buck TL变换器，如图3-8(b)所示

43、。两个变换器的工作原理是完全相同的，但分压电容的工作情况却正好相反。令两变换器共用输入分压电容进行加合，得到图2-9(c)所示的电路。当和一直导通时，图2-9(c)电路等价于图2-9(a)所示电路;当和一直导通时，图2-9(c)电路等价于图2-9(b)电路。参考图2-10，令该电路在第一个开关周期内、与一直导通，斩波工作，提供的能量比提供的能量多;在第二个开关周期中，、和一直导通，斩波工作，提供的能量比提供的能量多。第三个开关周期与第一个开关周期相同，第四个开关周期与第二个开关周期相同，一直这样继续下去。在相邻的两个开关周期中，和提供的能量相等，因此它们的电压是均衡的。由于和一直处于导通状态，

44、可以直接短接起来，因此可以去掉和。D1和D2串联后同D3并联，D3是冗余的，可以去掉，这样就得到了图2-9(d)所示的Buck TL变换器。图2-10 Buck TL变换器的控制方案注意到相邻的两个开关周期中，的驱动信号是连在一起的，可以合而为一，这样其开关频率就可以降低一半。也是类似的情况。和的驱动信号合起来后，它们在时间上相差180o，即所谓的交错(Interleaving)开关方法。输出滤波器上得到的方波电压的频率为开关频率的两倍。根据同样的思路，可以得到Boost TL变换器、Buck-Boost TL变换器、Cuk TL变换器、Sepic TL变换器和Zeta TL变换器，如图2-1

45、1所示，这样我们就完整地提出改进的非隔离TL变换器。图2-11 改进的非隔离TL变换器2.3本章小结本章主要研究几种非隔离式DCDC变换器的拓扑结构及其工作原理，三电平技术的起源及发展，而且还提出了基本TL单元的概念，对TL变换器的推导步骤进行了阐述，提出了一组TL变换器的电路拓扑结构，并对其中存在的问题加以剖析，由此推导出可在实际中应用的六种非隔离三电平直流变换器的电路结构 第3章 DC-DC变换器Buck-TL电路工作原理3.1电路拓扑图3-1示出了Buck-TL变换器的主电路，其中和为两个分压电容，其电容量很大且相等，电压均为输入电压的一半。、是两只开关管，和是续流二极管，是滤波电感，是

46、滤波电容，是负载。和交错工作，其驱动信号相差180°相角。图3-1 Buck-TL变换器的电路图3.2电感电流连续时Buck-TL 变换器的工作原理和基本关系图中给出了不同开关模态的等效电路，当开关管的占空比D大于0.5和小于0.5时，变换器工作模式有所不同，下面分别加以分析。（1）所有开关管、二极管、电感、电容均为理想元器件。（2）且足够大，均分输入电压，可以看成两个电压为的电压源。（3）输出电容足够大，等效为电压源在时的情况当时，变换器的主要工作波形如图3-2所示。在一个开关周期内，变换器有4个开关模态。图3-2 电感电流连续时Buck-TL电路D0.5的波形（1）开关模态1t0

47、,t1.参见图3-3所示。和同时导通，AB两点间电压为输入电压，和上的电压为.滤波电感上的电流线性增加。 （3.1）图3-3 Q1和Q2同时导通的等效电路图（2）开关模态2t1,t2.参见图3-4所示。t1时刻关断，导通，AB两点间电压为输入电压，和上的电压为.滤波电感上的电流线性下降。图3-4 Q1导通，Q2关断的等效电路图t2时刻开通,电路进入开关模态3。开关模态3与开关模态1相同,如图3-3所示。t3时刻关断,进入开关模态4,如图3-5所示。电路工作情况同开关模态2类似,此处不再赘述。图3-5 Q2导通，Q1关断的等效电路图图3-6 Q1和Q2同时导通的等效电路图由图3-2可知 （3-3

48、） （3-4） （3-5）式中开关周期,Ts=1/fs开关频率开关管的导通时间开关管的截止时间占空比, 的电感电流脉动值电感电流最小值电感电流最大值由式(3-4)和式(3-5)可知 （3-6） （3-7）在时的情况当开关管的占空比小于0.5时,变换器的主要波形如图3-7所示。一个开关周期内包括4个开关模态图3-7 电感电流连续时Buck-TL电路D<0.5的波形（1）开关模态1t0,t1.参见图3.4所示。和导通，和上的电压均为 （3-8）（2）开关模态2t1,t2.参见图3.6所示。t1时刻关断，和导通，=0，和上的电压均为 （3-9）t2时刻开通,电路进入开关模态3。开关模态3与开关

49、模态1相类似,如图3.5所示。t3时刻关断,电路进入开关模态4,同开关模态2工作情况相同,如图3.3所示,此处不再赘述。由图3.7可知 （3-10） （3-11） （3-12）式中时的电感电流脉动值电感电流最小值电感电流最大值由式(3-11)和式(3-12)可知 （3-13） （3-14）3.3电感电流断续时Buck-TL 变换器的工作原理和基本关系如果滤波电感较小或负载较轻，滤波电感电流将会断续，从图3-2和图3-7中可以看出，当负载电流减小到使（当，;当时，）时， ，此时的负载电流即为电感临界连续电流 （3-15）而Buck-TL电路断续时也分为和两种情况在时的情况见图3-8，以t0,t3

50、半个开关周期为例，当和同时导通时，从零线性增加，其最大值为： （3-16）图3-8电感电流断续时Buck-TL电路D0.5的波形当只有导通时，从线性下降，并且在t2时刻下降到零，即： （3-17）在t2,t3时段，电感电流为零，负载由输出滤波电容供电。由式（3.16）和式（3.17）可以得到： （3-18）电感电流断续时，输出电流仍为滤波电感电流的平均值，即 （3.19）将式（3.16）和式（3.18）代入式（3.19），可得 （3-20）在时的情况见图3-9，同样以t0,t3半个开关周期为例，当导通时，从零线性增加，其最大值为： （3-21）图3-9电感电流断续时Buck-TL电路D<

51、0.5的波形当和同时关断时，从线性下降，并且在t2时刻下降到零，即： （3-22）在t2,t3时段，电感电流为零，负载由输出滤波电容供电。由式（3-21）和式（3-22）可以得到： （3-23）输出电流等于滤波电感电流的平均值，即： （3-24）将式（3-21）和式（3-22）代入式（3-24）可得： (3-25)3.4 Buck-TL 变换器外部特性在恒定占空比下,变换器输出电压与输出电的关系称为变换器的外特性。3.4.1电感电流连续由式(3.3)和式(3.10)知道,当电感电流连续时 （3-26）3.4.2电感电流断续如果滤波电感较小或负载较轻,滤波电感电将会断续。由图（3-3）、图（3-

52、4）、图（3-5）、图（3-6）和图（3-9）可知,当负载电流减小使时, ,此时的负载电即为电感临界连续电流,此时变换器的特性仍满足关系式（3-26）。 (3-27)下面分和两种情况讨论变换器在电感电流断续时的工作情况。在的情况由式(3-8)、(3-26)和(3-27)可以得到时的临界连续电流 （3-28）式(17)表明与占空比D的关系为二次函数,当D=0.75时,达到最大值 （3-29）将式(3-29)代入式(3-28),可得 （3-30）在时,如果电感电流大于,变换器工作在电感电流连续状态,输入输出电压比与负载电流无关,满足式(3-26);一旦电感电流小于,电路将工作在电感电流断续状态,波

53、形如图3-10所示。图3-10 D0.5电感电流断续此时 （3-31）式中电感电流上升时间电感电流下降时间 （3-32） （3-33）稳态时有，由式（3.32）和式（3.33）可知 （3-34）而 （3-35）将式（3-29）、（3-31）、（3-32）、（3-35）联立，得到： （3-36）由式（3-36）可得： （3-37）上式就为变换器在时电感电流断续时的外特性。在的情况在时,由式(3-11)、(3-26)和(3-27)可以得到临界连续电流 （3-38）式3.38表明与占空比的关系为二次函数,当D=0.25时,临界电流达到最大值 （3-39）将式（3-38）和式（3-39），有 （3-40）类似于,在时,如果电感电流大于时,变换器工作在电感电流连续状态,输入输出电压比与负载电流无关,满足式(3-26);一旦电感电流小于,那么变换器将工作在电感电流断续状态,波形如图3-11。