永磁同步电动机三相坐标系的数学模型

1、4.2永磁同步电动机三相坐标系的数学模型为方便分析起见，将三相永磁的同步电动机看作是理想的电机， 也就是说它 符合下列假设：(1) 转子上面没有阻尼绕组；定子中各个绕组的电枢电阻、电感值相等，三 相定子的绕组按对称的星形分布；(2) 其气隙磁场服从正弦分布而且各次谐波忽略不计，感应电动势也服从正 弦分布；(3)永磁体的等效的励磁电流恒定不改变；电机中的涡流、趋肤效应、电机 铁芯饱和和磁滞损耗的影响均忽略不计；温度与频率不影响电机的参数。坐标系正方向的选取：(1) 转子逆时针方向旋转为正；(2) 正向电流生出正向磁链；(3) 电压，电流的正方向按照电动机的惯例。则静止三相坐标系里永磁同步电动机的

2、定子侧电压方程U3s 二 R3s J P 3s静止三相坐标系里永磁同步电动机的定子侧磁链方程Fs3 日)(4-1)(4-2)式中,i3sHaIiB上0R丿.屮-sin。1Ub，F3s(8) =sin (日120°)M 一-si n(日 +120,，R3s 二00R00R， 3sr 1cos120”cos240八00 'cos120°1cos120s+ L13010(cos240 ”cos120°1 ><00137U3sL3s = Lm3电机统一理论和机电能量转换告诉我们，电机的电磁力矩Te nplm(sis*)(4-3)式中，*代表取共轭复数，

3、Im代表取虚部。4.3永磁同步电动机dq坐标系的数学模型三相交流电机是一个耦合强、非线性、阶次高的多变量系统，它在三相静止 的坐标系里的数学模型相当复杂，应用传统的控制策略对其实现交流调速有很大 的困难，所以对于一般的三相交流电机常常应用矢量控制的方法，采用坐标变换，把三相交流的绕组等效变换成两相互相垂直的交流绕组或者旋转的两相直流的 绕组，等效变换以后其产生的磁动势相等，系统的变量之间得到了部分的解耦， 它的数学模型得到了大大简化，使得对于系统的分析和控制也简化了很多， 使得 它的数学模型与比较简单的直流电机类似52 0aA图4-1静止的三相和两相坐标系坐标变换采用的空间矢量位置图通常会用到

4、如下的六种坐标变换：三相和两相正交坐标系间变换（3s/2s变换），两相正交坐标系和三相坐标系间变换（2s/3s变换），静止两相和旋转两相坐标 系间变换（2s/2r变换），旋转两相和静止两相坐标系间变换（2r/2s变换），三相静止 和两相旋转坐标系间变换（3s/2r变换），两相旋转和三相静止间变换（2r/3s变换）。 根据磁动势和功率相等的等效原则，两相与三相的合成磁动势相等，即图4-1中,两相与三相绕组的磁动势在坐标轴上投影相等，即1-尹）（4-4）(4-5)二 二 1N3iA-N3iBCos-N3icCosrN3(i-iB二二 - 3其矩阵形式为:N3N212123(4-6)NK1(4-7)

5、要使变换之后总功率保持不变，可证，匝数比应等于所以，可以求得Al所以，三相和两相正交坐标系间变换的变换矩阵C3s/2s(4-8)又因为，'a 'b ic =0，所以,可得HalIaI(4-9)、2L'j所以，三相和一:弘0正交坐标系间变换的变换矩阵为_ 12仝2221_ 2仝222(4-10)这是一个正交矩阵，所以2302(4-11)所以，两相正交坐标系和三相坐标系间变换的变换矩阵(4-12)由图4-2可知a图4-2静止的两相坐标系和旋转的两相坐标系id = i., cosi f：；.siniq = -i -.sin i.cos(4-13)其矩阵形式为:id _ cos

6、 iq 一 -sin©sinco j i j：二 C2s/2r(4-14)(4-12)(4-12)ij _ _cos$ sin$(4-15)C2s/2rcos sin-si n© cos 忙(4-16)进而，可求得 s in i cost' j iq所以，静止两相和旋转两相坐标系间变换矩阵(4-12)(4-12)旋转两相和静止两相坐标系间变换矩阵C2r/2scos - si nsin$cos$ _(4-17)(4-12)(4-12)三相静止和两相旋转坐标系间变换的变换矩阵:C3S/2 rcos-sincos( -120 )-sin( -120 )cosC 120 )

7、-sin(120 )(4-18)加之(4-19)变换阵可变为下面的形式C3s /r2 -n cossis Pn-(c o&(.21 20 门 si n (1 2 0 尸 cos(4-20)其逆变换矩阵是T3 / r2(4-21)所以式中 X3s 二XaXbXcT 链' )o将式(4-2) 3s/2r 变换，可以得到X3s = C2r/3sX2rx2r =C：X2r =XdXqX0T(X可以是电流i，电压U，也可以是磁3s/2 rX3s(4-22)(4-23)式中C3s/2 r L3sC3s/2 rsin v cos1C3S / 器 s 3= c s $ L/ sC s3 r C

8、 /s2 ri s 坍/ fjC $C3s/23s,C3s/2r i3sI |iqJ0JrFs(T/23(4-24)sin© -120 )cosp -120 )11-0.5-0.5'100冷Lm3-0.51-0.5* Ll3010 :1-0.5-0.51<00v.sinU 120 ) cosp 120 )2(4-31)sin 9sin(日-120。)sin (日 +120°cos日cos(日-1203)cos但 +120V丿'- fC3s/2rF3s(R'1-5Lm Ll300 ?=01-5Lm1" Ll30、00L|3sin()-1

9、20 ) cos(r -120 )sin (日 +120°) cos但 +120汽sin日sin (日120°) =Vfsi n(日 +120,(4-31)(4-31)(4-25)J 00、i dl-1 j5K=0Lq0i q:0I 00Ll 3 JJ 0.0(4-26)从式(4-1)可推出Ua = RiAp A从式(4-20)至(4-23)推出Xa2(Xd sin= Xq cos” ,；冷)把式(4-27)代入式(4-28)(4-27)(4-28)(5 -Rid-pd dq)si(Ud-Rid- p?)co= ；(u°-Ri°-p-°) =

10、0(4-29)要使任意二值都能使得式(4-29)成立，须满足如下条件5 二 Rd'P d 宀 sqUq = R q 卩 q ，s dIu° = R0+ 巾 0(4-30)因为式(4-3)中的零序分量i。与机电能量转换无关，所以只要考虑dq坐标系 中的直轴、交轴的分量设 Ld3 - 1.5Lm3 L 3 , Lq3 = 1.5Lm3 Ll3 , L03 = L|3则，dq0坐标系中定子侧的磁链方程为(4-31)式( 4-3) 和( 4-31)将式(4-26)代入得；'-；d - j-qis =id jiq可推出Te -nplmC sis*二-nplm(- d-n pC&

11、#39;diq-'-'q)Qdiq)qid)(4-32)由上述推导可以求得dq坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧电压方程为Te =np(15 fiq(Ld3-Lq3)idiq)(4-31)(4-31)(4-33)(4-34)(4-35)U = Rd +% d F yqUq = R q +巾q恸芈ddq坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧磁链方程为% 八d+1 .5 f 、即 q = L i qdq坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧电磁转矩为Te F p(15 fiq(Ld3-Lq3)idiq)iq是定子电流'-q为定子磁链的dq轴分量；匕是同步电角 np代表极对数；

12、9; f代表永磁体磁链；式(4-33)-(4-35) 中，Ud，Uq是定子电压的dq轴分量；i 的dq轴分量；R是定子的电阻；' 速度；Ld3， Lq3代表dq轴电感分量； p代表微分算子d / dt37。4.4永磁同步电动机矢量控制正弦波PMSM有永磁转子与定子的三相分布绕组，定子绕组里的感应的电 动势、通常采用交流的PWM变压变频器供给的定子电流、电压均是正弦波。永 磁同步电动机通常没有励磁绕组和阻尼绕组， 转子是用永磁体材料做的。正弦波 PMSM的转子磁动势方向随转子位置变化而且幅值恒定不变，PMSM的矢量控制也是基于磁场定向的，这点和电励磁同步电动机一样，只是PMSM的转子永磁

13、体的磁场恒定不变，再加上它的参数和结构各不相同，因此它的控制方法与其 他电机不太一样。(4-31)假想PMSM转子有一个虚拟的励磁绕组，当绕组上通过虚拟励磁电流I f的时候，它和PMSM的转子磁动势相等。所以，PMSM可以和常见的电励磁同步 电动机等效，它们的唯一区别就在于前者虚拟励磁电流恒定不变， 也就是说虚拟-J I励磁电流I f二常数，并且 f = 0，等效于虚拟的励磁绕组是由恒定电流源为其fdt供电52。因为它的定子绕组和电励磁的同步电动机没有区别，将式(4-34)代入(4-33)，dW f并考虑到'-:f是一个常数，=0，定子电压方程式可写为：dtdidd屮 fUd =Rid

14、 - sLqjq - Ld3 -1.5(4-36)dtdtdiqUq =Riq (Ld3idLq3- 1.5*f(4-37)dt写成矩阵形式为-3 dR Ls一 bd3qR+3 o3d111J_d qso 583-4用Tl作为扰动输入,F为转子与负载之间的粘性摩擦系数,Ud、Uq、f 作为输入变量，id、iq、-作为状态变量，那么可得到PMSM的状态方程dnp丄(Te -Tl)dtJJdidR .- 1 +sLq3dti dLd3Ld 3diqLd3 .:RF sLq3iqiqSddtLq32npnp1jC dlq - 一 qld)jTl - JF sJJJ(4-39)UdLd3(4-40)1

15、.5 S f 虫Lq3Lq3(4-41)(4-31)PMSM的数学模型比电励磁的同步电动机阶次低，非线性强，耦合程度减 弱。PMSM 一般根据转子磁链定向控制，基频之下恒转矩工作区里，控制定子电 流矢量在q轴上面，也就是让iq = is，id = 0，这时候的磁链方程(4-34)变成屮d¥qLq3i q(4-42)(4-43)这时候的电磁转矩方程变成Te J.5n可见，实施id =0的控制方案起来比较简单，因为* f恒定不变，所以电磁转 矩和定子电流成正比，只需要精确地检测出转子在d轴的空间位置，然后控制逆 变器让三相定子的合成电流矢量或者磁动势矢量落在 q轴上就行了。PMSM的矢

16、量控制变频调速与直流他励电动机的调压调速有同样的品质37。检测电动机转子位置的方法不少，可使用霍尔磁检测器和磁性材料、光电编码器等直接检测方 法。间接位置检测方法通过检测电枢绕组的感应电流和电动势，然后再根据电机模型，应用状态观测估计转子位置。因为没有使用机械式的位置传感器， 系统的 成本和可靠性均有改善，所以在国际上PMSM的无传感器的控制方法的研究得到 了广泛研究和普遍重视。PMSM的转子位置估计方法，一种是适用电机高速、中 速运行的根据定子绕组反向电势进行估计的方法，因为电机低速运行的时候反电势相当小，转子估计误差会变得比较大。另一种方法适宜于电机任意转速包括静 止状态的根据磁路的不对称

17、特性进行估计。有人提出吸收两种方法的优点，当电机以较高的速度运行的时候根据反电势模型，采用Kalma n滤波技术估计电机转子的位置，当电机以较低的速度< 0.2)运行时或者静止时，根据定子齿槽部分的磁饱和特性，给定子绕组加上检测电压并且监测电流的变化率，从而获得相电感变化量。又因为相电感是转子位置的函数， 从而计算出转子位置角。该方案 效果较好，不过，因为状态观测方法大多根据电机的电流模型或者电压模型，参数变化或者模型不准确都将影响观测结果，对于提高PMSM的性能不利，通常用在对精度和可靠性要求不高的系统，无位置PMSM的速度闭环系统的稳定性还需 要进一步研究53。由式(4-20)至式(

18、4-23)可知sinC -120 )sin & 120 )sin120 )coscos。-120 )cosp 120 )(4-44)cos-cosp -120 )cos" 120)(4-45)(4-47)iA2 * * 1 *彳3哄0心®卄忖)(4-47)(4-48)*2 応11 * iq cos( p) id sin( W)2：。2 * 2二 * 2 二 1 *ic,3【iq cos(dy) id Sinyb . 2io式中的二角可以采用转子位置检测器检测出来。将电流给定信号is正弦调制以后，计算得到三相电流给定信号iA、iB、i；采用三相电流闭环控制让实际的 电

19、流信号快速地跟随给定信号，达到期望的控制效果。id 0实施方案有：使用电流和转速双闭环控制与使用电流滞环控制58。严格说起来电流滞环控制也使用了电流和转速双闭环控制，不同的是其电流环控制应用了 BANG-BAN控制58。采用id =0的转子磁链定向控制，具有以下几个特点：(1)因为定子电流d轴分量等于零，PMSM的数学模型得以简化，励磁和d轴 阻尼绕组是一对简单耦合线圈，和定子电流没有相互作用，从而让d轴和定子绕 组之间完全解耦。转矩方程里的磁链' f和电流iq也解耦。转子的永磁磁通和定 子电流相互解耦，控制系统结构简单，转矩相当稳定、脉动比较小，调速范围比 较宽，特别适合用在高性能的

20、机器人和数控机床等场合。(2)当负载、定子电流增大的时候，因为电枢反应的影响，从而导致气隙合 成磁链增大，会大幅提升电机的定子电压，PMSM的电压升高，那么变压器与电 控装置的容量要比较大，使得有效利用率降低，所以该方法并不经济。另外，定 子电压与电流矢量的夹角也会变大，使得 PMSM的功率因数降低，所以，该控制 方式适合小容量交流伺服系统37。4.5永磁同步电机的协调控制系统仿真4.5.1单个永磁同步电动机的矢量控制系统仿真在Matlab/Simuli nk环境下搭建单个永磁同步电动机的矢量控制仿真模型， 如图4-3所示，其中的SpeedRef为参考转速，这里设为30rad/s，因为我们采用

21、 浙江蓝翔机电设备制造有限公司的TYFX30-4-82永磁三相同步电动机的调速范围为180-2460rad/min,即3-41rad/s。采用的是id =0的转子磁链定向控制。Perma nent Mag net Sy nchron ous Machi ne(永磁同步电动机)的参数设置如下：电机的极对数np =4，定子的相绕组电阻Rs = 2.875，永磁体磁链f =0.175Wb，定子dq轴的电感 Ld，Lq 均取0.85mH,转动惯量 J = 0.0008Kg.m2, 转子与负载之间的粘性摩擦系数 F = 059。系统空载起动进入稳态后，在t = 0.04s 的时候突然加入负载Tl =10

22、N.m。由式(4-42)得屮 d =1.刖 f =1.5x 0.175 = 0.2625Wb:q = Lq3iq =8.5如0十q("4将电机参数及式(4-49)代入式(4-39)至(4-41)，得永磁同步电动机的状态方 程d -dt27qqid) -牛R -£f仁JJJdid _ dt _ "Rs .L idd3sLq3 iq Ud = siq 1176.5UdLd3 qLd3q(4-51)diqLd3 .Rs.1.5兀屮 fUq 1 1 +dt 一'wLq3si diqLq3 qLq3Lq3= 5.25 103iq -5 103Tl(4-50)oqn&

23、#163;pb型(EM mlM=Em-Q一匸 auja'n 常<DS5A.SILICJBIAIA >koczos GnmJQ匸OUAS101匚 luw 匚 EE2d苛！Jau-aqeowpJI菁Linoc_图4-3 单个永磁同步电动机的矢量控制系统的Simulink仿真模型电机的转速反馈后与参考转速比较，转速差送入PID速度控制模块，其结构如图4-4所示，输出为参考电流iq，图中，P为PID控制器的比例参数，这里取为0.8；为PID控制器的积分参数，这里取为35； D为微分参数，这里取为0。Saturation为饱和限幅模块，它的作用是将输出的参考电流限幅在要求的范围之内。

24、图4-4 PID速度控制模块框图dqtoabc模块将dq坐标系的两相参考电流变换为三相坐标系里的三相电流。 dqtoabc模块的结构图如图4-5所示，iqref ， idref分别为dq坐标系里的两相参 考电流iq、id，ioref为i；, the为转子位置信号。图4-5 dqtoabc模块内部结构框图图中的Calculate iA*、Calculate iB*、Calculate iC *分别为计算三相坐标系中的三相电流的表达式，由式 (4-46)、式(4-47)、式(4-48)，结合图4-5,可知 Calculate iA*、Calculate iB *、Calculate iC * 的表达式分别为：sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4) u(2) * sin(u(4)sqrt(1/2) * u(3)sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4) - 2* pi/3)u(2)*sin(u(4) - 2* pi/3)sqrt(1/2) * u(3)sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4) 2* pi/3)u(2) * sin(u(4)2* pi/3)sqr