利用精巧的电路确保便携式电脑的高品质音质

1、    利用精巧的电路确保便携式电脑的高品质音质对音频设计人员的挑战是制作与ASIC、处理器以及DC-DC转换器共存的高性能、低噪声模拟电路。例如，设想只影响典型音频重放通路中一个元件耳机驱动器的问题。 笔记本PC的耳机输出在保持原始信号动态范围的同时，必须用幅值达1Vrms的信号驱动低阻抗负载(典型值为32；有时低至16)。这个任务看起来简单，但进一步分析就会发现它所面对一些严酷现实： 在单电源供电时，耳机输出必须保持动态范围，而该电源电压通常从DC-DC转换器对音频设计人员的挑战是制作与ASIC、处理器以及DC-DC转换器共存的高性能、低噪声模拟电路

2、。例如，设想只影响典型音频重放通路中一个元件耳机驱动器的问题。笔记本PC的耳机输出在保持原始信号动态范围的同时，必须用幅值达1Vrms的信号驱动低阻抗负载(典型值为32；有时低至16)。这个任务看起来简单，但进一步分析就会发现它所面对一些严酷现实：· 在单电源供电时，耳机输出必须保持动态范围，而该电源电压通常从DC-DC转换器获取，并与高速数字电路共用。· 根据这些电路的信号幅值与负载阻抗，从电源吸取的电流峰值可达90mA。· 关断电源或耳机驱动器时，应当听不见咔嗒声与瞬态杂音。电源噪声为了实现合理的信噪比，必须抑制电源噪声对耳机放大器输出的影响，并且耳机驱动器的

3、电源抑制是降低信噪比的关键。例如，基于CD或DVD信号的动态范围可能超过90dB。假定音频电源电压上存在100mV的噪声，其频谱成分的绝大部分位于音频带宽以内，为了维持90dB动态范围，必须将耳机输出的噪声降低至30V左右。为了达到这一目的，在感兴趣的频率点耳机驱动器的PSRR必须超过70dB。要在音频频带获得上述电源抑制比，必须采用考虑周全的设计方案，使放大器对音频范围内的电源噪声提供一定的抑制能力。浏览绝大多数运放的数据资料后会发现，PSRR在接近DC处通常较高，而随着频率增加，将急剧下降(通常是-20dB/十倍频程)。在20kHz处，一些器件的PSRR低于40dB。一些DC-DC转换器在

4、音频频谱的上端产生更高的噪声成分。尽管可以证实在那些频率上听得到的成分很少，但是仍然可以在耳机输出端测量到噪声。请注意，关于内置耳机驱动器的音频DAC (或CODEC)，绝大多数数据资料不会吸引读者关注PSRR指标。即使提及，也通常以电气特性中的一个条目出现，而不会给出PSRR随频率的变化曲线。由于绝大多数耳机放大器都不能提供足够的PSRR，可以加入外部低压稳压器(LDO)来净化耳机放大器的电源。例如，为了在笔记本PC的音频输出端获得足够的电源噪声抑制比，其中+5V仍然是通用的音频电路电源电压，而特定的节点通常被调节到4.7V左右。像MAX4298/MAX4299 (超高PSRR立体声驱动器)

5、这样的IC，通过对器件内部的关键节点在内部进行微调提高了PSRR，远高于用其他方法获得的PSRR。该方法使1kHz时的PSRR超过100dB，不再需要外部稳压器(图1)。图1. 在典型的MAX4298应用中，请注意220F交流耦合电容阻碍了耳机的DC电压。用可选的元件来控制断电瞬变的幅值。杂音抑制杂音抑制是衡量IC能力的另一指标，也就是将IC静音或上电(或断电)时出现的突发性噪音或令人恐慌的瞬态噪音减小到最小的能力。很难在输出驱动器中获得这样的性能，这是因为对输出驱动器来说，没有下游电路可以被静音，从而屏蔽出现的异常信号。若插入了耳机，那么无论用什么驱动都不可避免的造成音频系统的瞬变性能。耳机

6、驱动器通常采用单电源供电，并通过大电容实现对塞孔输出的AC耦合，如图2所示。这样的安排可以防止耳机两端出现DC电压，该DC电压可能破坏耳机的驱动单元。工作过程中，由于电容的耳机侧是地电势，而放大器输出偏置约为满摆幅的一半，因此隔直电容两端有电压。接通电源时，必须将电容充电至工作电压，但是允许流过该电容的电流必然流经负载(耳机音频线圈)。那么用什么方法才能防止该电流产生杂音信号呢？图2. 该电路是用于单电源产品中耳机驱动器的典型配置，其中包括串联电容，与耳机阻抗一起构成了高通滤波器 (为了阻断来自耳机的DC所必需的)。有些设计使用放大器输出周边的JFET与分立元件抑制充电电流，有些电路则提供RC

7、时间常数减缓导通时的声音瞬变，从而通过降低干扰频率的含量，减少干扰因素。有的产品采用了背对背指数斜坡(S形)进一步抑制上电引起的杂音。与RC指数方法不同的是，这种抑制方式不会引起dv/dt的突变。断电时的瞬变更难解决。放大器怎么才能在没有电源的情况下控制输出电容的放电？一种方法是为耳机放大器提供待机电源，该电源由电源接通时充满电的电容提供，移去主电源之后，该电容还能提供足够的能量从容地将放大器关断。该技术的集成应用(图1)产生了如图3所示的波形。图3. 这些波形说明接通VCC (t = -1s)和移去VCC (t = 0s)时对图1所示电路的影响。这里没有给出VCC。请注意，MAX4298输出

8、端(上面的曲线)的S形跳变在负载端产生的输出干扰(下面的曲线)平滑且有限。受控的输出将导通时的声音瞬变限制在较低的电平，人耳对其不太敏感。如图3所示，利用附加元件使MAX4298断电时的声音瞬变受到控制，抑制上电的瞬态噪音。该技术涉及辅助VCC引脚(SVCC)的使用。提供VCC时，外部肖特基二极管为储能电容充电，当电源移去时，MAX4298的工作过程如下：· 音频静音。· 立体声放大器还原到低瞬态电流模式，从SVCC引脚获取电源。· 输出偏置电压缓慢变化至地，通过镜像上电波形、采用S形模式抑制上电瞬变，消除了dV/dt的突变。· 储能电容放电，由于输出电

9、压为地，所以当SVCC电源最终消失时，输出音频的瞬变可以忽略。与众不同的方法上述方案为了达到一个不明确的指标，需要付出相当大的努力(需要在BOM上添加额外的线路)，而市场对这样的特性评价不会很高。理想的方法是完全省去输出电容，从而消除流经耳机音频线圈的充电或放电的影响。为耳机驱动提供直流耦合、0V输出偏置，并用双极性电源为放大器供电，就可以省去这些电容。即使绝大多数电池供电设计都受单端电源的限制，设计者还有一些选择。一种选择是使用第三个放大器为耳机提供满摆幅一半的偏置，这样就产生了“伪0V”输出偏置。由于主立体声放大器的偏置也是满摆幅的一半，于是可以省去DC耦合电容。因此，第三个放大器必须具备

10、从两个主放大器吸取并提供电流的能力，并足以处理任何耳机插头(塞孔必须与机壳隔离)插入时的ESD放电。另一种选择是利用提供的正电源产生专用的负电源，或使用传统的产生负电源的器件(图4)。对这种方法来说，ESD与接地都不成问题，并且额外的电压幅度使输出电压峰-峰值几乎翻倍采用+3V或小于+3V电源供电时，这是很有用的。图4. 为了实现放大器的双电源供电，板上电荷泵将正电源电压反相。不再需要串联电容，不过需要为电荷泵提供小的陶瓷电容，陶瓷电容的使用减小了PCB板的面积。MAX4410耳机放大器通过正电源引脚产生内部负电源。由于放大器的直流输出偏置为0V，因此不需要输出电容。内部锁定电路防止由于过低或上电、断电过程中的电源电压引起的伪操作，因此没有杂音。由于放大器输出电压摆幅几乎是单电源电压的两倍，因此还可以获得其他优点，包括更大的信号摆幅以及更大的输出功率。进一步的障碍目前正在进行的设计在产品投放市场之前通常会做出许多妥协。例如，ESD的要求可能需要在耳机驱动器与塞孔之间有磁珠或其他EMC措施。这些元件在音频范围内可能构成很大的阻抗，可能引起串扰问题与输出功率损耗。不过，仔细的设计与Kelvin测量技术可以再现良好的音频性能。耳机返回电流也需要考虑。电流增加到100mA时，地平面或PCB引线上有限的阻抗可能产生显著的IR跌落。相似的机制在与DC-D