晶体二极管及应用电路

1、第一章晶体二极管及应用电路一、半导体知识1本征半导体单质半导体材料是具有 4价共价键晶体结构的硅Si和锗Ge图1-2。前 者是制造半导体IC的材料三五价化合物砷化镓 GaAs是微波毫米波半导体器件和 IC 的重要材料。纯洁纯度>7N且具有完整晶体结构的半导体称为本征半导体。在一定的温度 下，本征半导体内的最重要的物理现象是本征激发又称热激发或产生图1-3 。本征激发产生两种带电性质相反的载流子一一自由电子和空穴对。温度越高，本征激发越 强。空穴是半导体中的一种等效q载流子。空穴导电的本质是价电子依次填补本征晶格中的空位，使局部显示q电荷的空位宏观定向运动图 1-4 。在一定的温度下，自由

2、电子与空穴在热运动中相遇，使一对自由电子和空穴消失 的现象称为载流子复合。复合是产生的相反过程，当产生等于复合时，称载流子处于平 衡状态。2 杂质半导体在本征硅或锗中渗入微量5价或3价元素后形成 N型或P型杂质半导体N型：图1-5, P型：图1-6 。在很低的温度下， N型P型半导体中的杂质会全部电离，产生自由电子和杂 质正离子对空穴和杂质负离子对。由于杂质电离，使 N型半导体中的多子是自由电子，少子是空穴，而P型半导体中的多子是空穴，少子是自由电子。在常温下，多子 >> 少子图1-7 。多子浓度几乎等于杂质浓度，与温度无关；两 少子浓度是温度的敏感函数。在相同掺杂和常温下，Si的

3、少子浓度远小于 Ge的少子浓度。3 半导体中的两种电流在半导体中存在因电场作用产生的载流子漂移电流这与金属导电一致；还存在因载流子浓度差而产生的扩散电流。4. PN 结在具有完整晶格的 P型和N型材料的物理界面附近，会形成一个特殊的薄层一一 PN 结图 1-8。PN结是非中性区称空间电荷区，存在由N区指向P区的内建电场和内建电压； PN结内载流子数远少于结外的中性区称耗尽层 ；PN结内的电场是阻止结外两区的多子越结扩散的称势垒层或阻挡层。正偏PN结P区外接高于N区的电压有随正偏电压指数增大的电流；反偏 PN 结P区外接低于N区的电压，在使PN结击穿前，只有其值很小的反向饱和电流*。即PN结有单

4、向导电特性正偏导通，反偏截止 。 PN结的伏安方程为：i =lsev/"T -1，其中，在T=300K时，热电压vt L 26mV。非对称PN结有P N结P区高掺杂和PN 结N区高掺杂，PN结主要向低 掺杂区域延伸图1-9 。二、二极管知识普通二极管内芯片就是一个PN结，P区引出正电极，N区引出负电极图1-13。在低频运用时，二极的具有单向导电特性，正偏时导通，Si管和Ge管导通电压典型值分别是0.7V和0.3V;反偏时截止，但 Ge管的反向饱和电流比 Si管大得多图 1-15 。低频运用时，二极管是一个非线性电阻，其交流电阻不等于其直流电阻。二极管交流电阻rd定义:-稳压管电路设计

5、时，要正确选取限流电阻，使稳压管在一定的负载条件下正常工 作。二极管交流电阻rd估算：rd ： VT / 1 D二极管的低频小信号模型就是交流电阻rd，它反映了在工作点 Q处，二极管的微变电流与微变电压之间的关系。二极管的低频大信号模型是一种开关模型，有理想开关、恒压源模型和折线模型 三种近似图1-20 。三、二极管应用1 单向导电特性应用整流器：半波整流图1-28，全波整流图 P1-8a,桥式整流图 P1-8b限幅器：顶部限幅，底部限幅，双向限幅图P1-9钳位电路*通信电路中的应用* :检波器、混频器等2.正向导通特性及应用二极管正向充分导通时只有很小的交流电阻，近似于一个0.7V Si管或

6、0.3V Ge管的恒压源。3.反向击穿及应用二极管反偏电压增大到一定值时，反向电流突然增大的现象即反向击穿。反向击穿的原因有价电子被碰撞电离而发生的“雪崩击穿和价电子被场效激发 而发生的“齐纳击穿。反向击穿电压十分稳定，可以用来作稳压管图1-33 。4高频时的电容效应及应用高频工作时，二极管失去单向导电特性，其原因是管内的PN结存在电容效应结电容。结电容分为PN结内的势垒电容 Ct与PN结两侧形成的扩散电容 Cd。 CT随偏压的增大而增大，CD与正偏电流近似成正比。反偏二极管在高频条件下，其等效电路主要是一个势垒电容CT。利用这一特性的二极管称为变容二极管。变容二极管在通信电路中有较多的应用。

7、第二章双极型晶体三极管BJT一、BJT原理双极型晶体管BJT分为NPN管和PNP管两类图2-1,图2-2。当BJT发射结正偏，集电结反偏时，称为放大偏置。在放大偏置时，NPN管满足Vc Vb Vc ； PNP 管满足 Vc ：:Vb :：Ve。vBE /VTVh /V放大偏置时，作为PN结的发射结的 VA关系是：iE=lEse NPN ,E = lEsePNP。在BJT为放大偏置的外部条件和基区很薄、发射区较基区高掺杂的内部条件下，发射极电流iE将几乎转化为集电流ic，而基极电流较小。在放大偏置时，定义了iE 也是由iE转化而来的ic分量极之后，可以导出两个关于电极电流的关系方程：ic =&q

8、uot;e Tcb。i i B 1 ICB i B ' I CEOa其中Iceo是集电结反向饱和电流,放大偏置时，在一定电流范围内，iE、流都是指数非线性关系。Ice。=1 JIcBO是穿透电流。、iB根本是线性关系，而VBE对三个电放大偏置时：三电极电流主要受控于Vbe，而反偏 &通过基区宽度调制效应，对电流有较小的影响。影响的规律是；集电极反偏增大时，|c，|e增大而|b减小。发射结与集电结均反偏时BJT为截止状态，发射结与集电结都正偏时，BJT为饱和状态。二、BJT静态伏安特性曲线三端电子器件的伏安特性曲线一般是画出器件在某一种双口组态时输入口和输出 口的伏安特性曲线族。

9、BJT常用CE伏安特性曲线，其画法是：输入特性曲线：iB=fVBEVcE常数图2-13输出特性曲线：i f VcEIB常数图2-14输入特性曲线一般只画放大区，典型形状与二极管正向伏安特性相似。输出特性曲线族把伏安平面分为 4个区放大区、饱和区、截止区和击穿区放 大区近似的等间隔平行线，反映 匚近似为常数，放大区曲线向上倾是基区宽度调制效应 所致。当温度增加时，会导致二增加，ICBO增加和输入特性曲线左移。0,直流卩交流"显签三、BJT主要参数电流放大系数：直流、卄p=满足 1 - - O极间反向电流：集电结反向饱和和电流ICBO ；穿透电流0极限参数：集电极最大允许功耗Em ；基极

10、开路时的集电结反向击穿电压BVce。;集电极最大允许电流 Lm-特征频率fTBJT小信号工作，当频率增大时使信号电流ic与ib不同相，也不成比例。假设用相量表示为Nc， Nb，那么'=ic. Ib称为高频一：。fT是当高频；的模等于1时的频率。四、BJT小信号模型无论是共射组态或共基组态，其放大电压信号的物理过程都是输入信号使正偏发射结电压变化，经放大偏置BJT内部的Vbe的正向控制过程产生集电极电流的相应变化出现信号电流ic , ic在集电极电阻上的交流电压就是放大的电压信号。当发射结上交流电压|vbe旦5mv时，BJT的电压放大才是工程意义上的线性放大。 BJT混合R小信号模型是在

11、共射组态下推导出的一种物理模型图2-28,模型中有七个参数：根本参数：基区体电阻 rbb :由厂家提供、咼频管的rbb，比低频管小rbe =1+P丄=1+Pre基区复合电阻rbe :估算式：Ie, re 发射结交流电阻300 K-跨导 g m :估算 gm = I c / W = 38.51c ms , rb e，g m关系：P = rb e gm基调效应参数rce :估算rce Va/Ic , VA 厄利电压rbc :估算 rb6 ' “rce1rbc壘*ceb蟹 _Qe以上参数满足：gm高频参数：集电结电容Cbc :由厂家给出;发射结电容Cbe :估算Cb eg m2 二 fT-

12、Cbc*最常用的BJT模型是低频简化模型1 电压控制电流源PmVbe 模型图2-232电流控制电流源ic二：h 模型图2-24，常用，其中be二仏rbe第二章晶体管放大器根底、根本概念向放大器输入信号的电路模型一般可以用由源电压Vs串联源内阻Rs来表示，接受被放大的信号的电路模型一般可以用负载电阻RC来表示图3-1。未输入信号静态时，放大管的直流电流电压称为放大器的工作点。工作点由 直流通路求解。放大器工作时，信号电流、电压均迭加在静态工作点上，只反映信号电流、 电压间关系的电路称为交流通路。放大器中的电压参考点称为“地，放大器工作时，某点对“地的电压不变无 交流电压，该点为“交流地。交流放大

13、器中的耦合电容可以隔断电容两端的直流电压，并无衰减地将电容一端 的交流电压传送到另一端，耦合电容上应根本上无交流电压，或即是交流短路的。傍路 电容也是对交流电流短路的电容。画交流通路时应将恒压源短路-无交流电压，恒流源开路无交流电流；耦合、傍路电容短路无交流电压。画直流通路时应将电容开路电容不通直流，电感短路电感上直流电压为零二、BJT偏置电路1.固定基流电流图 3-7aVCE、I C 随温度特点：简单，1 b随温度变化小；但输出特性曲线上的工作点 变化大。I ._Vcc -VBEBQ点估计RbIcP|b Vce =Vcc IcRciiC -Vcc -VCE直流负载线CRcRc2基极分压射极偏

14、置电路图3-14Q ( Vce ,1c )特点：元件稍多。但在满足条件Tre 10 rir2 时，工作点V cc R2Ic国 E囲冬 Vbe)/Re Q点估算：R| + R2,随温度变化很小，稳定工作点的原理是电流取样电压求和直流负反响§744)。VCE ：'Vcc -RC ' RE IC直流负载线VccVcei c區Rc + RE 氏斗 RE以上近似计算在满足:Re 10R| / R2时有足够的准确性。三、根本ce放大器的大信号分析交流负载线是放大器图3-6b工作时，动点Vce , ic 的运动轨迹。交流负载线1经过静态工作点，且斜率为Rc / RL。因放大器中晶体

15、管的伏安特性的非线性使输出波形出现失真，这是非线性失真。非线性失真使输出信号含有输入信号所没有的新的频率分量。大信号时，使 BJT进入饱和区产生饱和失真；使BJT进入截止区，产生截止失真。NPN管cE放大器的削顶失真是截止失真；削底失真是饱和失真。对于PNP管cE放大器那么相反。将工作点安排在交流负载线的中点，可以获得最大的无削波失真的输出。四、BJT根本组态小信号放大器指标1. 根本概念：输入电阻Ri是从放大器输入口视入的等效交流电阻。Ri是信号源的负载，Ri说明放大器向信号源吸收信号功率。放大器在输出口对负载Rl而言，等效为一个新的信号源这说明放大器向负载Rl输出功率Po ，该信号源的内阻

16、即输出电阻Ro。任何单向化放大器都可以一个通用模型来等效图3-36。由此模型，放大器各种增Vi5RRs R益定义如下：源电压增益:端电压增益:i。电流增益:负载开路电压增益内电压增益A/qVqvRlABM A/ IIA |功率增益：pAvs、Ai、AV0的分贝数为20lg|A| ； Ap 的分贝数为 1QlgAp。Ap 1。不同组态放大器增益不同，但任何正常工作的放大器，必须2. CE、CB、CC放大器根本指标 Av，管端输入电阻R，管端输出电阻R0。用电流控制电流源ic = ：ib BJT低频简化模型图2-24导出的三个组态的上述基本指标由表3-1归纳。表3-1 BJT三种根本放大器小信号指

17、标CE放大器CB放大器CC放大器+叫2f T简 化 交 流 通 路AVRlrbe 大，反相-gm RL(rb'»rbb'Rirbe (中)(1+ 3 )re (rb'»rbb'Rlrbe 大，同相gmRL(rbe>> rbb'Rl1Rl (<1 ,同相)RlreRl(rb 'e»rbb')rbe+(1+ 3 )(1+ 3 )(re+Rl (大)RL)(rb'»rbbjre (rb'»rbb'Ro0.5rcece 大，与信号源内阻有关r ceQ.5r

18、be很大，与信号源内阻有关rbeRs1 (小，与Rs有关),(Rs = Rs / Rb )功率增益最大节, Ri、Ro适中，易于与前后 级接口，使用广泛。五、多级放大电路1.根本概念高频放大时性能好，常与CE 和CC组态结合使用。如CE-CB组态、CC-CB组态。Ri大而Ro小，可作高阻抗 输入级和低阻抗输出级，隔离级和功率输出级。图3-39 、变压器耦合图-多级放大器的级间耦合方式主要有电容耦合阻容耦合3-41和直接耦合图 3-42、3-43三种方式。对于直接耦合放大器，其工作频率的下限可以为零称为直流放大器，但输出易发生所谓“零点漂移输出端静态电压缓慢变化，形成假信号。零点漂移的主要原因是

19、前级 工作点随温度变化，这种变化因级间直接耦合被逐级放大。在输出端出现可观的漂移电压。直流放大器由于输入输出不能使用隔直耦合电容，希望在无输入信号时， 输入端口和输出端口的静态直流电压为零。满足这种条件的直流放大器称为满足零输入、零输出条件。只有用正负双电源供电的直流放大器才能实现零输入和零输出。由于供电电压源存在内阻，使各级放大器发生“共电耦合，这种共电耦合可能导致放大器指标变坏甚至自激。 放大器中的电源去耦电路就是为了减小和消除共电耦合图3-39、3-40。2 多级放大器指标计算后级放大器的输入电阻是前级放大器的负载，在计算前级放大器的增益时，一定要把这个输入电阻计为负载来计算增益。第一级

20、放大器的输入电阻即多级放大器的输入电阻；末级放大器的输出电阻即多级放大器的输出电阻。计算多级放大器电压增益的一般方法是求出各级增益，再将其相乘。对BJT多级基本放大器的一种有效的计算增益的方法是“观察法，应该掌握。BJT两种重要的组合放大电路是共射一共基和共集一共基组态，其实用电路之一分别是图3-45 CE-CB 和图3-47 CC-CB ,应能画出并计算这两个电路的指标。第四章场效应管FET及根本放大电路一、场效应管FET原理 FET分别为JFET和MOSFET两大类。每类都有两种沟道类型，而MOSFET又分为增强型和耗尽型JFET属耗尽型，故共有6种类型FET 图4-1 。 JFET和MO

21、SFET内部结构有较大差异，但内部的沟道电流都是多子漂移电流。一般情况下，该电流与 Vgs、Vds都有关。沟道未夹断时，FET的D-S 口等效为一个压控电阻Vgs控制电阻的大小，沟道全 夹断时，沟道电流iD为零；沟道在靠近漏端局部断时称局部夹断，此时iD主要受控于Vgs ,而vDS影响较小。这就是 FET放大偏置状态；局部夹断与未夹断的临界点为预夹断。在预夹断点，vGS与Vds满足预夹断方程：耗尽型FET的预夹断方程：Vds =Vgs -乂 vp 夹断电压增强型FET的预夹断方程：Vds =Vgs " vt vt开启电压各种类型的FET，偏置在放大区沟道局部夹断的条件由表4-4总结。

22、表4-4 FET放大偏置时Vgs与Vds应满足的关系极性放大区条件VdsN沟道管：正极性Vds>0Vds>Vgs Vp(或 Vt)>0P沟道管：负极性Vds<0Vds<Vgs Vp(或 Vt)<0Vgs结型管：反极性增强型MOS管：同极性 耗尽型MOS管：双极型N沟道管：Vgs>Vp或VtP沟道管：Vgs<Vp或Vti D = I DSS (1耗尽型：VGS )2 vT)I DSS零偏饱和漏电流增强型：i d =k(vGs - Vt ) *iD =f(VDS)Vgs参变量，该曲线将伏安平面分为可变电阻区沟道未夹断，放大区沟道局部夹断和截止区沟道全

23、夹断；FET转移特性曲线反映-FET输出特性曲线反映关系在放大区的关系iD二fvGS此时参变量Vds影响很小，图4-17画出以漏极流向源极的沟道电流为参考方向的 6种FET的转移特性曲线，这组曲线对表二、FET放大偏置电路源极自给偏压电路图 4-18。该电路仅适用于耗尽型 解该电路工作点的方法是解方程组：4-4是一个很好映证。FET。有一定稳Q的能力，求iD =Idss(v仝)2 对于增强型FET,用关系式VpVgs =Rsi。2id 二k(VGs Vt)混合偏压电路图 4-20。该电路能用于任何 FET，在兼顾较大的工作电流时，稳Q的效果更好。求解该电路工作点的方法是解方程组：平方律关系式-

24、VCC R2 r iGSRsi DR1 +R2-偏置在放大区的 FET , Vgs iD满足平方律关系:以上两个偏置电路都不可能使FET全夹断，故应舍去方程解中使沟道全夹断的根。三、FET小信号参数及模型4-22低频模迭加在放大偏置工作点上的小信号间关系满足一个近似的线性模型图 型，图4-23高频模型。d d gm-.-小信号模型中的跨导；VGSgm反映信号Vgs对信号电流id的控制。gm等于FET转移特性曲线上 Q点的斜率。2 ,g mI DSSI Dgm的估算：耗尽管|Vp增强管gm = 2、kl DMDsds =小信号模型中的漏极内阻：iD Qrds是FET “沟道长度调效应的反映，rd

25、s等于FET输出特性曲线 Q点处的斜率的倒数。四、根本组态FET小信号放大器指标1. 根本知识 FET有共源CS共漏CD和共栅CG三组放大组态。CS和CD组态从栅极输入信号， 其输入电阻R由外电路偏置电阻决定，R可以很大。 cs放大器在其工作点电流和负载电阻与一个ce放大器相同时，因其gm较小，丨几丨可能较小，但其功率增益仍可能很大。 CD组态又称源极输出器，其A 1。在三种FET组态中，CD组态输入电阻很大，而输出电阻较小，因此带能力较强。由于FET的电压电流为平方关系，其非线性程度较BJT的指数关系弱。因此，FET放大器的小信号线性条件对 Vgs幅度限制会远大于 BJT线性放大时对Vbe的

26、限制Vbe ： 5mV 。2. CS、CD和CG组态小信号指标由表4-6归纳总结。Rig,很大g,很大R + rds11 +gm R Lgm，较小条件：rd-RLg m ROrds，较大 1 1ds gm gm，较小>rds，取大Ai决定于Rg , A|>> 1决定于Rg , A|>> 1Ai<1类似CE放大器CC放大器CB放大器第五章模拟集成单元电路一、半导体IC电路特点在半导体集成电路中， 晶体管工艺简单且占有芯片面积小； 集电电阻、集成电容工艺并 不简单且占有芯片的面积随元件值增大的明显增大表5-1；电感无法集成。根据 IC工艺的这些特点，IC电路设计

27、思想是尽量多用晶体管，少用电阻特别是阻值大的电阻，尽量不用电容。二、恒流源1.恒压源与恒流源根本概念恒压源与恒流源都是耗能的电路装置。恒压源的特点是：端口电压随电流变化很小，或即内阻r0很小，恒流源的特点是当端口电压变化时，流过恒流源的电流变化很小，或即内阻很大。二者比拟如下表:恒压源恒流源1理想模型ifQ 11伏安 特性 曲线1一r1Zi-V伏安 特性 曲线实例-充分导通的二极管图5.30a击穿后的稳压管图 1-35-Vbe倍增电路图5-30b偏置在放大区的 BJT当I b =常数， 或Vbe二常数时，ic可视为恒流源图 5-3, 5, 6。模拟IC中常用对管组成恒流源图5-7、 8、 11

28、、 122 模拟IC中的恒流源根本镜像恒流源图 5-7,图5-13aI _ Vcc - Vbe1参考电流RRI - IR恒流源电流12/ 内阻 ro ：- rce2 *特点：1时IC2 ： IR，故2是I R的镜像。该恒流源内阻不够大，镜像精度不高。微电流恒流源图 5-11参考电流IRVcc -VBE1恒流源电流关系式:I C2Vt1 n 丄R2I C2特点：用不大的电阻两个可以实现 JA级的恒流源，故易于集成。该恒流源内阻大。IC2对电源电压波动不敏感。此例恒流源图 5-12参考电流I RVCC V BE1R R1I C2恒流源电流IrR2条件：丨C2与丨R相差10倍以内时此式准确性较高特点

29、：内阻大，使用灵活。3恒流源在模拟IC的应用 IC放大器中的偏置电路如恒流源差放图5-20用恒流源作集电极有源负载放大器图5-13，图5-21。采用集电极有源负载的CE放大器，在后级输入电阻很大的条件下，可以大大提高电压增益。三、差动放大器1. 根本知识差放是一种具有两输入端的电路对称、元件配对的平衡电路，它可以有效地放大差 模输入信号；依靠对称性和共模负反响，差放可以有效抑制共模输入信号一般为 干扰信号。差放作直流放大器，可以有效地抑制零点漂移。这是因为零漂可以等效为共模干扰 信号，从而被差放抑制。任模输入信号Vsl , Vs2的差模和共模分量。Vid差模输入电压：Vid =Vs1 -Vs2

30、 输入端的一对差模分量是一 2 Vic = 1Vs1 乜口 共模输入电压分量：/ s1差放根本指标的定义差模增益_ VodVid 有双端输出和单端输出两种方式共模增益Vic 有双端输出和单端输出两种方式kcmr共模抑制比AVdavc差模输入将地的双端输入，但只要Kcmr很大，信号对地单端输入时、输出电压,根本上与差模输入时相同。2. 差放指标的计算方法一一单边等效电路法当信号差模输入时，理想对称差放在对称位置上的点都是交流地。据此，可画差放的差模单边交流通路，由该电路计算Avd。-当信号共模输入时，两对称支路交汇成的公共支路上的交流电流是每支路的两倍。据此可画出差放的共模单边交流通路，由该电路

31、求Avc。理想对称差放的 Avc双=0。对任意输入信号，可以将其分解成差模和共模分量后，按单边等效电路法求出输出, 然后相加，其一般表式为：VicV0 -VodVoc-AvdVidAvcVi_Avd(vid)Kcmr差放增益的符号与 Vid参考方向、Vod 或Voc 以及单端输出时输出端都有关。确定 差放增益符号时，首先要明确单边等效电路是反相还是同相放大器。采用恒流源偏置的差放图5-20可以增大共模负反响，使Kcmr增大。有源负载差放图5-21 除了使差模增益增加外，还具有双端转单端功能。3 差放的小信号范围及大信号限幅特性由于差放的对称性能有效抑制非线性输出的偶次谐波分量，故差放的小信号范

32、围比单管放大器宽。恒流源 CE差放的小信号条件是|vid国28mV。恒流源CE差放当|vid 100mV时，输出有明显的限幅特性。该特性在通信电子电 路中得到应用。四、功率输出级1.根本概念功率放大器作为多级放大器输出级，工作于大信号状态，故小信号等效电路分析方法不适用。功放关注的指标主要有口 _ 平均输出信号功率FO效率二电源消耗的平均总功率Pcc最大输出信号功率Po max非线性失真系数D功放管工作于接近极限参数状态，故功放管平安使用是设计功放要考虑的问题。对BJT功放管，使用中不能超过pcm , BVceo和Icm 定义见§ 233。按功放管的导通的时间不同，功放可分为甲类A类

33、、乙类B类、丙类C类和丁类D类。对阻性负载功放，只能工作在甲类或乙类双管电路。丙类功放一般是以LC回路作负载的高频谐振功放。-甲类和乙类电阻负载功放比拟甲类乙类功放管单管图5-25a对管图5-26C非线性失真优于乙类有交越失真问题电源功率Pcc与输入信号无关， 静态时仍消耗功率。输入越大，PCC越大。静态时电源几乎不消耗功率管耗Pc静态时最大。静态时为零，鼓励在某一状态时Rc最大。效率"n<25%"<78.5%对功放管的功率 容量的利用低，Pomax 咲、05PCM高Po max 二 5PCM-乙类功放在输入信号过零时，因功放管未导通而使输出为零的现象称为交越失

34、真。可以给功放管加一定的放大偏置使其工作在甲乙类来消除交越失真。但效率也会有 所降低。-复合BJT是模拟IC中的一种工艺又称达林顿组态。教材表5-4总结了四种BJT 复合管的特点。2. OCL和OTL电路指标OCL电路：正负双电源供电的NPN-PNP互补推挽功放表 5-3原理电路。OTL电路：正负单电源供电的NPN-PNP互补推挽功放表 5-3原理电路。1VA =；VccOTL正常工作的条件是：1静态时两发射极连接的节点处电压22耦合电容必须足够大，使一个周期内,Vc保持2 VCC几乎不变。两种互补推挽功放的指标及极限参数的限制有些结论见表5-3。表5-3 OCL和OTL功放的公式聚集OCL功

35、放OTL功放¥ + FeeJ原 、理* '+1 Tl电JI 花nURI+路丄八上上沧-r1L U H1 Vc/1 Vcc2POmax2 Rl 满鼓励时8 Rl 满鼓励时 , 2 , 22 Vcc1 VCCPcCmax指Rl 满鼓励时2兀Rl 满鼓励时31JIn标max4 满鼓励时4 满鼓励时 , 2 , 21 Vccc c n2 02Pomax1 VCCc cn2 0 2PO maxPT1max阙2 Rl4普RlI cm =0.64(Vcc / Rl)时Icm =0.64(Vcc / Rl)时极 BVceoBV ce S2VccBV CEO 呼CC限参Vcc来佇1 CMI c

36、m |V cc / RlCM数R曰2Rl1限制PCMPcM .2 PO maxPCM 融.2 POmax第六章 放大器的频率响应一、根本知识对放大器输入正弦小信号，贝y输出信号的稳态响应特性即放大器的频率响应。在小信号条件下，且不计非线性失真时，输出信号仍为正弦信号。故可以用输出相量Xo与输入相量 Xi之比 即放大器的增益的频率特性函数A j J来分析放大器的频率响应的特性。 Ai =丸/Xi =A ejA ' , AJ表示输出正弦信号与输入正弦信号的振幅之比。反映放大倍数与输入信号频率的关系，故称 AC 为增益的幅频特性，'aC 是输出信号与 输入信号的相位差，它反映了放大器

37、的附加相移与输入信号频率的关系，故称'aCO为增益的相频特性。由相量法分析正弦稳定响应的知识可知，Aj 0是关于j的有理分式。放大器在低频段表现出增益的频率特性的原因是电路中的耦合傍路电容在频率很低时 不能视为交流短路，使交流通路中有电抗元件， 从而造成输出的幅度和附加相位与信号频率 有关；放大器在高频段表现出增益的频率特性的原因是晶体管内部电抗效应在高频时必须考 虑如PN结电容的容抗不能再视为 呛，使等效电路中存在电抗，造成输出与频率有关。1_当信号频率降低或升高到使AC 0下降到中频段增益 A0的'-2倍时所对应的频率称为放大器的低频截止频率 fL 或高频截止频率fH 。放

38、大器的通频带是 BW定义为BW =fH -fL , BW又称3dB带宽。当对放大器输入频带信号，假设输入信号频率的范围超过bw时，输出波形会因此发生畸变，此即放大器的频率失真。频率失真分为幅频失真和相频失真。前者是A'变化所致，d a后者是d -不是常数或即'a不与成正比所致。频率失真与非线性失真的重要区别是：对于前者，输出信号没有新的频率分量，且只有输入频带信号时才有频率失真的问题。在直角坐标系下画出的 A 曲线称为幅频特性曲线；'aC 0 -'曲线称为相频特 性曲线。二、放大器增益函数及特点*将Aj易以复频率S,那么AS为放大器的增益函数即传递函数。-根据?

39、信号与系统?课的理论，A(S)是零状态下输出的拉氏变换与输入拉氏变换之比。物理可实现系统的 A(S)是关于s的有理分式。使 A(S)分母为零的根称为 A(S)的极 点，使A(S)分子为零的根称为 A(S)的零点，一个稳定系统的极点数 n和零点数 m,满足 n 一m，且极点的实部为负数(或极点位于 S的左半开平面上)。放大器低频增益函数的n = m ,且中频增益 Ao巳im：AL(S),放大器高频增益函数ah (S)的 n . m，且 A = SO AH (S)。如果AL (S)中某极点频率丨P 1比其它极点和零点频率大10倍以上，那么P为低频主极点。如果ah (S)中某个极点频率 A(S)比其

40、它极点、零点频率小10倍以上，那么P为高频主 极点。三、波特图一一放大器对数频率特性曲线1 概念波特图的频率轴按-定刻度位置，但仍标示频率-的值。对数频率轴的特点是每10倍频程相差一个单位长度，且=0点在频率轴一二处。幅频波特图的纵坐标按A()的分贝刻度，即所谓分贝线性刻度(图6-9a)。相频波特图的纵坐标仍按A( )的角度刻度(图6-8b)。波特图的优点是易于用渐近线方法近似作频率特性曲线。2 渐近线波特图绘法*首先要判断A(jJ是低频段还是高频段的频率特性函数(全频段A(j)另行讨论)。K( j，- Z)( j，-Z2)"l(j -Zm)A( j )=一A(j )的通式为：(j

41、-P1)(j T川l(j Pn)假设 n = m ,那么为 al (j ) ； 假设 n m，那么为 ah (j 0。1 低频波特图画法将每个极零点因子化成以下形式Al(J')Ao1 -匕1 -空1-勺J関J関JapP2Pn1 一二1 一丄1 一Ja血J焙n =m , R凰01画幅频波特图；在幅频特性平面上画出每个因子包括中频增益 线波特图，然后相加。每个因子对幅频波特图的奉献如下： Ao的奉献为20 lg 1 Ao 1，即一条与-无关的水平线；A0 的幅频渐近1 -旦P极点因子j'在极点频率R左侧奉献负分贝，斜率为20dB/dec。-零点因子zi1 -.j 在零点频率Zi右侧

42、奉献正分贝，斜率为-20 dB/dec。2画相频波特图：在相频特性平面上画出每个因子包括Ao的相频渐近线波特图,然后相加。每个因子的奉献如下： Ao 0，那么对相频波特图奉献为 0o。 A0 ： 0，那么对相频波特图奉献为 _180°。-极点因子在101 p 1频点的左而奉献正角度。在101 p O.11 R I区间斜率为45°/dec。1 P 1频点为45°,小于0I R I处保持90°。零点因子1j'在10IZi I左侧奉献角度，在0.1 |Zi |10|Zi I区间斜率为_45°/dec；在1 zi濒点处为45° 或45

43、° ,在0.1 I zi I处为90° 或90° ,小于0.1丨可丨时保 持90° 或-90° ,角度的符号与零点因子幅角的符号一致。2高频波特图的画法将AH J -中每个极零点因子化成以下形式AH(j )A0(1)(1Z1j J -)(1 ) Z2Zmj© j®j®(jp1)(1P2 厂"Pn)P2(n m,Pi <0)1画幅频波特图零点因子1在|Pi 1右侧奉献正分贝，斜率是20dB/dec。画出每个因子包括 A0对幅频波特图的奉献，然后相加，其规律如下:A0奉献的分贝为2Olg|Ao|，即一条

44、与无关的水平线一2° dB/dec。极点因子1 一 j在|Pi |右侧奉献负分贝，斜率是2画出相频波特图画出每个因子对相频波特图的奉献，然后相加。其规律如下:Ao 的奉献是 0o Ao 0 或 180° Ao 0 。11鋼极点因子P在°.1|pi |右侧奉献负角度，斜率*5°/dec;在工10|P|时，奉献到达-90°。零点因子Zi在0.1丨乙右侧奉献角度，斜率为 45°/dec 或-45 /dec。在0|Zi |时，奉献到达并保持90° 或90°。角度符号与零点因子幅角的符号相同。 本章复习题填空题第 7题用图示

45、方法全面总结了各个因子的波特图的画法。3. 全频段Aj 波特图的绘制首先要识别Aj中的高、低频极点和零点，然后将极、零点因子分别写成绘波图所需 形式，再按前面两节的方法绘出波特图。四、根本放大器A厂的fL和fH的估算1. fL的估算画出放大器低频段交流通路和低频段小信号模型模型中有耦合、傍路电容Ci ,i =1,2,求每个电容Ci对应的短路时间常数-iso-is二RsCi，其中Rs是令模型中除 C以外其它电容均短路，再从 Ci端口视入的戴维南等效支路的电阻。Ris的求解方法与求放大器输出电阻相同。阻。-估算fL 。' 11 i isL :“2 二 1.151.15是修正系数,当模型中只

46、有一个电容 C1时,1R1C1。R1是C1端口视入的等效电2. fH的估算-画出放大器高频段小信号模型此时，晶体管因使用了高频模型，故模型中有电容Cj , j =1,2,)求每个电容Cj对应的开路时间常数 j0 , j0 =Rj0Cj，其中Rj0是令模型中除Cj以外其它电容均开路时，再从 Cj端口视入的戴维南等效电路的电阻。Rj0的求解方法与求放大器输出电阻相同。fH估算fH。1.15是修正系数。11.152二' RjoCjjf 一丄丄H当模型中只有一个电容C1时，2二RlC1。R1是C1端口视入的等效电阻。3. 满足主极点条件时的'L与 H分别近似等于低频主极点频率和高频主极

47、点频率。第七章负反响技术该反响信号与放大器的输出电压或电流经反响网络在放大器输入端产生反响信号 放大器原来输入信号共同控制放大器的输入，即构成反响放大器。一、单环负反响理想模型图7-2分析1 .根本定义:A放大器及增益开环增益取样信号净输入信号=XgXim反响信号 XfB =-B网络及反响系数取样信号 X0A =取样信号 _ Xo 反响放大器增益闭环增益f 原输入信号XsF反响深度原输入信号 净输入信号上=1 ABX反响信号T 环路传输一净输入信号Xf二 ABxi当F 1，即净输入小于原输入时为负反响；反之那么为正反响。2. 根本反响方程fl A A AAf1+AB 1+T F根本反响方程由信

48、号流图给出的理想反响模型导出，其成立条件应满足： A放大器正向传输信号；B网络反向传输信号； B网络对A放大器输入输出口无负载作用，只在输入口有受控源功能 受控于取 样信号的反响信号受控源。3深负反响及公式Afj1当F 1时称深负反响，此时f B深负反响的特征是：反响信号Xf接近原输入信号xs，使净输入x很小；此时，闭环增益Af只由反响网络决定。4反响类型及用双口网路表示的理想模型由于根本放大器与反响网络在输出口的接法不同，取样信号xo可能是输出电压或输出电流；由于根本放大器与反响网络在输入口的接法不同，求和信号Xs , Xf , Xi 也可能为电压或电流。因此有四种不同的反响类型，表7-1给

49、出了这四种类型的总结。表7-1四种反响类型各物理量的含义物理量类型Xs、xf、xiXoAAfB电压取样电压求和反响电压串联反响电压电压电压比电压比电压比电压取样电流求和反响 电压并联反响电流电压互阻互阻互导电流取样电压求和反响 电流串联反响电压电流互导互导互阻电流取样电流求和反响 电流并联反响电流电流电流比电流比电流比*表中的互阻又称为传输阻抗，互导又称为传输导纳。图7-7示出了四种类型的双口网络连接形式，该图更直观示出了反响网络仅是一个受控源。实现各类反响的规律是：A、B两网络与负载在输出口并联实现电压取样；串联那么实现电流取样。A、B两网络与源电流is在输入口并联形成电流求和； A、B两网

50、络与源电压Vs在 输入口串联形成电压求和。二、实际放大器反响类型和极性判断1 反响类型输出节点有反响电阻或网络接至输入口是电压取样输入节点有反响电阻或网络接至输出口是电流求和集电极输出时，用发射极电流 ie代替ic，实现电流取样，故ie应流入反响网络。从电路上看，发射极一定有反响电阻或网络接到输入口。按这一思路，那么发射极输出时，集 电极有反响电阻或网络；漏极输出时，源极有反响电阻或网络；源极输出时，漏极有反响电阻或网络。以上就是BJT和FET放大器实现电流取样时的电路结构。对于BJT、FET单管放大器构成反响放大器时，vbe和vgs是净输入，故有以下形成电压求和的形式。1 对于BJT, b极

51、输入时，e极有反响电阻最常用的方式。2 对于FET, g极输入时，s极有反响电阻最常用的方式。当差动放大器作输入级时，Vs单端输入，另一输入端接反响电阻或网络时，根据差动放大的原理，这是电压求和。2 反响极性判断一一瞬时极性法假设输入信号电压或电流任一瞬时的极性即vs对地为二或-；is流入或流出，分析由此极性产生的反响信号的极性。 假设反响信号削弱了输入信号， 使净输入减小，即为负 反响；反之那么为正反响。三、负反响对放大器性能的影响1 负反响环具有自动调节功能任何因素使输出端取样信号 xo发生变化，负反响可以减小这种变化，使xo稳定。利用负反响的稳定X。的功能可以解释为什么负反响能使Af稳定，展宽通频带和减小非线性失真。2. 负反响可以提高闭环增益 Af的稳定性。闭环增益相对变化率 'A； Af是开环增益相对变化率 dA A的F。3负反响可以扩展闭环增益的通频带对于具有单极点上下频模型的反响放大器，开闭环截正频率有如下关系：，LF。, -Hf, F。是中频段的反响深度。4 负反响可以减小非线性失真。5 直流负反响可以稳定放大器工作点。基极分压射极偏置电路采用电流Ic 取样电压求和直流负反响稳定工作点电流lc。6.