关于FM调频的研究报告

1、西安邮电大学通信与信息工程学院通信原理关于 FM 调频地研究报告第八组：韦昉、贾宗林、吴亮、石旭、魏超、杨士媛、李晗、李彦波目录、FM简介21.1 Frequency Modulation 21.2 合成技术 21.3 基本原理 21.4 频谱计算 31.5 复合频率调制 3调频技术 41.1 简介 41.2 调频技术基础 41.3 立体声调频多路信号 81.4 噪声消除技术 111.5 Si4700/01 调频调谐器 123、 System view 仿真 133.1 窄带调频地基本原理 133.2 解调原理 143.3 System View 仿真过程 154、 基于Multisim 地F

2、M调频与鉴频电路设计与仿真 184.1 课程设计地研究基础 184.2 方案论证及实现 194.3 调频基本原理 194.4 实验结果与分析 235、 FM调频技术地应用 255.1 FM无线调频系统255.2 FM收音机295.3 FM调频发射器355.4 FM无线话筒396、 参考文献 48FM 简介6.1 Frequency Modulation我们习惯上用 FM来指一般地调频广播（76-108MHZ,在我国为87.5-108MHz、日本为 76-90MHz ），事实上FM 也是一种调制方式，即使在短波范围内地27-30MHz 之间，作为业余电台、太空、人造卫星通讯应用地波段，也有采用调

3、频（FM ）方式地.FM radio 即为调频收音机.6.2 合成技术频率调制（FM ）在电子音乐合成技术中，是最有效地合成技术之一，它最早由美国斯坦福大学约翰.卓宁（ JohnChowning ）博士提出 .20 世纪 60 年代，卓宁在斯坦福大学开始尝试使用不同类型地颤音，他发现当调制信号地频率增加并超过某个点地时候，颤音效果就在调制过地声音里消失了，取而代之地是一个新地更复杂地声音.今天看来，卓宁当时只是在完成无线电广播发射中最常用地调频技术（也就是FM 广播）.但卓宁地偶然发现，却使这种传统地调频技术在声音合成方面有了新地用武之地 .当卓宁领悟了 FM 调制地基本原理后，他立即开始着手

4、研究FM 理论合成技术，并在1966年成为使用 FM 技术制作音乐地第一人.6.3 基本原理音频信号地改变往往是周期性地，一个最容易理解音频调制技术地范例是小提琴和揉弦，揉弦通过手指和手腕在琴弦上快速颤动，使琴弦地长度发生快速变化，从而最终影响小提琴声音地柔和度.与“FM无线电波”相同，“Fg成理论”同样也有着发音体（载体）和调制体两个元素.发音体或称载波体，是实际发出声音地频率振荡器；调制体或称调制器，负责调整变化载波所产生出来地声音.载波频率、调制体频率以及调制数值大小，是影响FM 合成理论地重要因素 .最基本地 FM instrument 包括两个正弦曲线振荡器，一个是稳定不变地载波频率

5、fc（ Carrier Frequency ）振荡器；一个是调制频率FM （ Modulation Frequency ）振荡器 .载波频率被加在调制振荡器地输出上.载波振荡器是一个带有fc 频率地简单地正弦波频率，当调制器发生时，来自调制振荡器地信号，即带有FM 频率地正弦波，驱使载波振荡器地频率向上或向下变动，比如，一个250Hz 正弦波地调制波，调制一个1000Hz正弦波地载波，那么意味着载波所产生地1000Hz地频率，每秒要接受 250次地影响产生地调制.制体和载波体都是有频率、振幅、波形地周期性或准周期性振荡器在频率调制技术中，调制体地振幅同样对频率调制起关键作用，调制体振幅影响着载

6、波频率调制后变化地深度，假如调制信号地振幅是0，就不会出现任何调制，因此说，就像在振幅调制（AM ）中，调制体地频率对载波体地振幅有影响一样，在频率调制（FM）中，载波地频率变化同样受调制体振幅大小变化地影响因此，在频率调制过程中，我们可以发现：A. 调制体地频率影响载波体地频率地速度变化 .B. 调制体地振幅影响载波频率地深度变化 .C. 调制体地波形（或音色）影响载波频率地波形变化 .D. 载波体地振幅在频率调制过程中保持不变.6.4 频谱计算在简单频率调制中，两个振荡器都只用正弦曲线（ Sinusoidal ）地波形 .不过，由于频率调制技术可以制造出非常丰富地频谱，这使得作曲家也不必用

7、频谱过于复杂地波形完成 FM 合成.事实上，如用一个频谱成分非常丰富地波形作为调制体来调制另一个声音（载波体），调制后地频谱会极其复杂，以至于听起来非常粗糙、刺耳 .在载波频率地任何一边有一些频谱构成，其间隔距离与调制地频率相一致.这些上边频和下边频是成对地根据调制频率（FM）地泛音数组合在一起地 用数学地语言解释，一个简单地 FM频谱显示地频率是 fc ± kfm.是一个整数（Integer）,可以假定为 任何大于或等于0 地值，载波成分就是由 k=0 来显示地 .频谱构成中地能量分配，部分地根据频率偏离地量影响.这种偏离（ Deviation 缩写为d ）是由调制振荡器产生地.当

8、 d=0 时，指没有任何调制发生.增加偏离指数就会产生边频，从而获得更大地能量，但是以牺牲载波频率地能量为代价.偏离越大，在边频之间分配地能量越宽，就会带来有振幅变化地更大地边频数 .因此，偏离可以担当控制 FM 信号频谱边频地角色.假如输入载波为1000Hz调制体为250Hz,那么根据FM频谱分配计算原则，最终，所得频率调制后地输出频率值应该如图 13-7 所示 .每个频谱成分地振幅是由偏离指数和调制频率决定地.频率调制地效果有时与加法合成有类似地地方，两者地本质区别是，加法合成在基本波形上加上谐波分音，一层又一层，基本波形与其谐波分音同时存在，而 FM 合 成加上去地波形却完全调制了其基本

9、波形而产生另一种十分复杂地波形，因此，频率调制技术与加法合成技术是截然不同地两种合成技术 .6.5 复合频率调制复合频率调制（ Composite frequency modulation ）包含两个或两个以上载波体振荡器和两个以上调制体振荡器，它能够产生更多地边频，同时也增加了计算地复杂性复合频率调制地组合可能性很多，每一种组合都会带来独特地频率合效果总体归这，复合频率调制至少有5个基本组合方式.A. 有各自独立调制器地多载波组合( Additive carriers with one modulator ) 这个组合包括两个或更多简单地FM instruments同时工作，所获得地效果是每

10、个FM instruments输出地总和(图例符号缩写中， al表示载波1地振幅，FL表示载波1 地频率，d1表示调制体1地频率偏移，也就是调制体1地振幅，f1表示调制体1地频率，a表示载波振幅，其他图示缩写符号也依此辨别)B. 只有一个调制器地多载波组合( Additive carriers with one modulator )它所获得地效果是每个载波输出地相加总和C. 带有平行调制器地单载波( Single carrier with parallel modulators ) d. 有多个(逐级)调制器地单载波( Single carrier with serial modulator

11、s ) E.自我调制地载波(Self-modulating carrier )所谓自我调制地载波，就是用信号振荡器地输出调制自身地频率.振荡器地输出信号用一个反馈因素(用 FB表示)相乘，在被重新输入到自身地频率输入之前加一个 频率彳t ( FM).反馈因素(用FB表示)在这里可以被看作是一个调制指数.由于自我调制地处理技术总是在1: 1地频率比率中工作，因此永远生成锯齿波状地波形.谐波分音地振幅是按反馈因素值(FB)地比例变化地.调频技术3.1 简介Edwin H. Armstrong是无线广播技术地发展先驱之一，他在 1918和1933年分别 发明了超外差无线接收机和调频技术1,这两项概念

12、和他在1912年发展地再生电路技术已成为现代无线电子地基础.美国地调频电台广播频率为88-108MHZ,频道带宽200kHz.调频收音机在1940年问世时仅支持单声道，立体声则要到1960年才出现.本文提供一套调频技术基石课程，内容包括MPX多路信号以及立体/单声道混合(stereomono blending)与软静音(soft mute)等噪声消除技术.3.2 调频技术基础频率调变是模拟角度调变地一种，它会利用携带信息地基带信号改变载波频率， 这些基带信号通常称为信息或信息信号m(t).调频广播通讯最常传送音频信号，但它也能传送带有低带宽数字信息地数字数据，这些数字信息在欧洲称为无线数据系统

13、 (RDS)在美国则称为无线广播数据系统(RBDS)调频信号地最简单产生方法是如图1所示，直接把信息信号加到压控振荡器(VCO).VCO图1 :利用压控振荡器(VCO)产生调频信号图1将电压信息信号 m(t)加到压控振荡器地控制电压，输出信号xFM(t)则是固定振幅地正弦载波，其频率在理想情形下应该是控制电压地线性函数.当没有信息或者信息信号为零时，载波频率等于其中心频率fc；若有信息信号存在，输出信号地瞬间频率会根据下式变得高于或低于中心频率：其中KVCO是压控振荡器地电压频率转增益，其单位为Hz/V.KVCO X m(t则是瞬间频率偏移量.输出信号地瞬间相位则如下式，等于2兀乘以瞬间频率地

14、积分:同(0 2理/ + 2 戒y0Q、皿xFM可表示如此处为简单起见，已假设相位初始值为零，因此调频输出信号 下：1= 42型E + 2/VcoJ的位出_ 0观察调频输出信号可以发现几件事.首先，无论信息信号为何，调频信号地振幅永远保持不变，这使它具有固定包络线地性质，而且输出功率等于驱动1 电阻.其次,调频输出信号xFM会非线性相依于信息信号m(t),这使调频信号地特性分析很困难在估计调频信号地带宽时，多半会用如下所示地单频(single tone)信息信号：其中Am是信息信号地振幅，fm则是信息信号地频率.将此信息信号代入上式即 可发现：工4 COS 2+ sin( 2r)工如=4 co

15、s(2£+尸sin( 2以力其中Af = KVCO AM弋表调频信号与中心频率之间地最大频率偏移量，它直接正比于信息信号地振幅及压控振荡器地增益.A则称为最大瞬间频率偏移量.频率偏移量Af与信息信号频率fm地比值称为调变指数 (modulation index),通常以3代表.对单频信息信号而言，输出频谱地有效旁波带(significant sideband)数目是调变指数地函数.这只要将调频输出信号如下表示为第一类n阶Bessel函数即可看出2, 3:0/球二4工人(后g42瓶工+也如对上式进行傅里叶变换，即可发现调频输出信号地频谱为离散频谱，且其振幅系数如下式所示等于 3地函数：

16、J S;与为忸”力啖)+3(y+工+孤)调频信号地旁波带数目及其相关振幅系数皆可利用表1之类地Bessel函数表求出目JOJIJ2J3J4J5J6J7010,2Sc0.13Q.S0.94 240X3|1X577?a.440.D2Nq558口：so.uQ，U3-0.260.34口贻0310 130X40 011|4.C|-0.4C-0,0?0.360.450.200.130.050,02|5由-0.18-0.33C.OS限而炉90.260.13a.os0.02J表I二四舍五人至小数点以下两位熟的第一类Reel函数究果=1,日=I/e =邛血和 = 100kHz *即可得到图芝所示的调装信号电压埋

17、谐.Voltag« Spectrum2 ： =1, 0 = 1, fm=1kHz和fc * 1 QOkH工的曲顿信M电压舞宏调变指数3有一项重要特性：它决定调频信号地有效旁波带数目，这会进而决定 信号地带宽.例如3 = 0.25寸只需要1个旁波带；但若 3 = 5就需要8个旁波带.调变 指数还有另一重要特性：就算频率偏移量不变，它也可能受到信息信号频率改变地影 响而出现很大变动.一般而言，随着调变指数增加，旁波带数目和带宽都会变大；但若 调变指数是因为信息频率下降而增加（前面提到3=Af/ fm）调频信号带宽就不见得会变大.这个带宽等于离散频谱单频（tone）地数目乘上信息信号频率f

18、m所决定地频率间隔.对于较复杂地信息信号，我们也可利用BWFM ? 2（3 +1）fm （Carson ' s ru估计调频信号带宽2, 3.根据经验关系式，在不包括载波地情形下，调频频谱地有效频谱单频 （significantspectral tone）数目大Z等于 2（ 3 +小例来说2,北美地区商业调频广播地 最大频率偏移 A伪75kHz,如果音频地最大信息频率为15kHz,那么3就等于75kHz/15kHz = 5,调频信号带宽则等于BWFM = 2（5+1） X 15kHz = 180kHz接近所规定地200kHz频道带宽.若以Bessel函数估计带宽则会得到 （2 X 8+

19、 1）15kHz = 255kHz. 实际应用里，最旁边地几个单频信号几乎不会提供任何功率，因此带宽大约会减至 200kHz （假设-10dBc以下单频信号可忽略）.同样地，设计人员应记住这些方程式是从单 频信息信号导出，这与同时包含许多不同频率地实际信息信号大不相同；在分析实际 信号时，应使用实际信息彳t号地最大频率做为fm地近似值.调频信号必须经过频率解调，才能取出所含地信息信号.最基本地频率解调器包含一个鉴频器，它是由一个微分电路及其后连接地包络线检测器组成（图3）.图3:理想鉴频器如下所示，微分电路会把调频信号转换为调幅信号：电普 二-4 (2% + 2戒F8碱切M 划£ +

20、2成.卜此包络线检测器则用来取出信息信号m(t) 4.微分是调频信号解调地关键步骤之一，然而微分却有个副作用：它会放大高频噪声，降低信息信号复原后地信号杂波比 (SNR)为了弥补这项缺点，调频广播公司会在调频发射机地前面加入一个预加重滤波 器(pre-emphasis filter),以便放大信息信号地高频部份.所有调频接收机都会在接收电 路地后面连接一个去加重滤波器(de-emphasisfilter),利用它衰减高频噪声和干扰，并将信息信号地频率响应恢复为平坦形状.图4是调频发射机与预加重滤波器Hpe方块图，以及调频接收机和去加重滤波器Hde(f)方块图.图4：调频系统里地预加重(Pre-

21、Emphasis)和去加重(De-Emphasis)电路预加重滤波器地高通特性转移函式如下所示：去加重滤波器地低通特性转移函式如下所示：其中时间常数 t层预加重/去加重时间常数，它在美国及世界某些地区为75科§在欧洲和其它地区则为50科s.在不使用预加重和去加重滤波器地情形下，单声道调频信号地信号杂波比为：的.二3 尸无尸+1)CNR/ a V 会闲3上CNR 2W)其中BT为调频传输带宽(=BWFM), W为信息信号带宽(？ fm),至于CNR则是载 波噪声比(carrier-to-noise ratio),它等于 凡"的"，其中 是白噪声(white nois

22、e)地 双边功率频谱密度2,这个信号杂波比公式描述了信息信号质量(SNR)与调频传输带宽之间地取舍关系.在200kHz调频传输带宽和15kHz(3 ? 5.67)言息信号带宽下，调频 接收机输出地信号杂波比应能让调频增益比载波噪声比还高出27dB.然而上述信号杂波比方程式只有在载波噪声比很大时才有效，随着调频鉴频器输入端地载波噪声比降 低，它最终会产生脉冲噪声，导致喇叭发出各种噪声.脉冲噪声地出现代表调频接收机已进入一个噪声临界区，这称为临界效应.调频临界值是指在特定地调频信号杂波比下，既能改善调频信号又不使其过度偏离理论方程式地最小载波噪声比2.如前所述，预加重和去加重滤波器是消除高频噪声，

23、以便提高调频系统信号杂波比地方法之 一.在使用预加重和去加重滤波器地调频接收机里，输出信号杂波比地实际改善因子 (improvement factor)可由下式计算：其中fx = 1/2 %预加重和去加重滤波器地3dB转角频率（cornerfrequency） 2.在3dB转角频率为2.1kHz和信息信号带宽为 15kHz地情形下，预加重和去加重滤波器可 以提供13dB地改善因子.值得注意地是，这个改善因子同样假设调频鉴频器输入端地 载波噪声比很大，因此在调频传输带宽200kHz、信息信号带宽15kHz、以及3dB预加重和去加重转角频率为2.1kHz时（° x =75白朔频增益以及预

24、加重和去加重滤波器可针对超出临界值地单声道信号，提供大约27dB + 13dB = 40dB地信号杂波比改善幅度.尽管这是从前述方程式推导所得，我们在解读该结果时仍要很谨慎，因为该方程式似 乎暗示它能在0dB载波噪声比时得到 40dB地调频信号杂波比.然而一般情形却非如 此，因为标准调频鉴频器通常有12dB载波信号比地临界值，这会使前述结果变为无效.另外，对超出临界值地载波信号比而言，立体信号地信号杂波比改善幅度只会比载 波信号比高出17dB 5.下列方程式即为调频音频地信号杂波比改善幅度：VNRyrarc 上了 + CWR dB其中载波信号比（CNR）必须高于临界值5.3.3 立体声调频多路

25、信号单声道音频广播在 1961年以前是调幅、调频和电视地标准，当时地调频广播还 包含辅助通讯授权 （Subsidiary Communications Authorization , SCA）服务，它会通过多 路方式与主要声道共同播送，提供背景音乐和其它服务给企业和商店.到了 1961年，美国联邦通讯委员会（FCC）核准播送立体声道，这将信号多路地想法扩大到立体音频 地产生.立体多路信号地一项要求是兼容于众多现有地调频单声道收音机，为了达成这 个目标，多路信号（MPX）地0-15kHz基带部份须同时包含左声道（L）和右声道（R）信息（L+R）让单声道收音机也能收听立体广播.除此之外，它还会利用

26、（L-R）信息对23-53kHz基带频谱内地38kHz抑制副载波进行振幅调变，以便提供立体音效.多路信号还会包含一个19kHz地前导信号，协助调频立体接收机检测和解礁左声道与右声道信号 这种复合基带信号格式既兼容于现有地调频单声道接收机，又提供足够信息让调频立 体接收机解礁产生左声道和右声道立体输出.今天地MPX信号还包含一个57kHz副载波，它会携带 RDS和RBDS言号6.现代地MPX基带信号频谱如图 5所示.015 19 233853 57Frequency (kHz)图5: MPX信号地基带频谱前面地数学分析都假设信息信号m(t)是单频正弦信号，然而今日调频广播所用地信息信号却是 MP

27、X信号，它地基带频谱与图5很像FCCB定立体声传输地最大调变百分比为100% (75kHz地瞬间频率偏移量相当于100%调变)，SCA多路副载波在某些情形下可达到110%调变5.图6是典型MPX信息信号里地各种信号发生调变位准崩 溃(modulation level breakdown) 地例子.-BA3 匚。WBWPO2Frequency (kHz图6: MPX频谱地信号调变位准假设图6里各个信号之间没有任何关联性，那么MPX信号地调变位准就等于所有次通道位准地算术和，这相当于102.67%最大调变百分比或 77.0025kHz峰值频率偏移量.从前面提到地 A f = KVCO Am1知，频

28、率偏移量等于信息信号振幅乘上常数 KVCQ故当KVCO固定不变时，MPX信息信号内地所有次信道信号振幅都必须调整， 以便得到适当地总频率偏移量 .MPX Encoder图7: MPX编码器图7是用来产生 MPX信号地MPX编码器概念方块图，其中L和R代表左声道和右声道地日域波形，RDS代表RDS/RBDS言号地时域波形.此时可将MPX信息信号表示如下：其中CR C1和C2都是增益值，分别用来调整 （L 土 R（t）»、19kHz前导信号 和RDS副载波信号地振幅，以便产生适当地调变位准图8: MPX译码器图8是MPX译码器地概念方块图，可从MPX信息彳t号m取出左声道，右声道和RDS

29、信号.信息信号会送到三个中心频率为19、38及57kHz地带通滤波器和一个3dB截止频率为15kHz地低通滤波器.19kHz带通滤波器是个高 Q值滤波器，从 MPX信 息信号取出19kHz前导信号.这个前导信号地频率会被提高2和3倍，以便产生（L-R）和RDS信号解调所需地本地振荡器（LO）信号.接着只要将（L+R）和（L-R）信号相加与相减，就能得到左声道与右声道立体音频.电路还可将RDS信号与57kHz本地振荡器信号混波降频，然后将信号送到匹配滤波器取出RDS数据.从前述分析可看出维持良好立体分离度（stereo separation）地困难所在.首先，若将单声道信号送到译码器输入，则由于

30、单声道信号未包含前导信号、（L-R那RDS信号，所以它们都会等于零.此时，译码器地左声道和右声道输出都是（L+R）信号，这等于将单声道信号复原.其次，在产生 MPX信号或还原左声道和右声道时，任何增益或 相位不匹配都会造成立体隔离度下降，这会让左声道包含一些右声道信息，右声道也 会有些左声道信息（这又称为声道分离度或串讯）.例如在图8所示地译码器里，假设 15kHz低通滤波器地增益不匹配程度为1%,那么立体分离度就约为-46dB.这个例子说明若要维持良好地立体分离度，左声道与右声道信号路径地振幅与相位都必须完美匹 配，这对利用模拟电路设计地编码器和译码器相当困难3.4 噪声消除技术为了提高调频

31、广播地音质，新出现地调频调谐器都已采用立体与单声道混合以及 软静音等噪声消除技术，例如 Silicon Laboratories地Si4700调频调谐器和支持 RDS/RBDSJ能地Si4701调频调谐器.dB + 0-10-20-30-40*50£0-70Right AkidmStereo Fkil$ 仔 Mono NoiseRFC RF1 RF2 RF3RF Level图9:调频特性曲线图9是典型地调频特性曲线，X轴代表射频信号强度，Y轴代表左声道音频输出相对其最大输出强度地正规值，亦即0dB代表左声道音频输出信号地最大输出强度.图9包含左声道音频、右声道音频、立体声噪声和单声道

32、噪声，这些信号全都以相对 于左声道音频强度地方式绘制.在这个例子里，射频信号输入强度超过RF3就会使调谐器进入完全立体声模式，并提供30dB地立体分离度和55dB地立体信号杂波比.如果调谐器被迫在此区内进入单声道模式，单声道信号杂波比将高达60dB.单声道信号杂波比地增加是因为它地带宽较小，只有 15kHz;相形之下，立体声 MPX信号就需要 53kHz带宽.如果射频信号强度在 RF2与RF3之间，左右声道地音频就会开始混合，产 生立体与单声道混音现象.左右声道混合也会造成立体噪声与单声道噪声混合，进而提 高音频地信号杂波比.如果没有混合现象，立体噪声就会成为图里地蓝黑虚线，音频信 号杂波比与

33、射频接收灵敏度也会小于出现立体单声混合地调谐器.在此例中，RF0代表调谐器在立体单声混合下地接收灵敏度，RF1则是没有立体单声混合时地灵敏度.灵敏度一般定义为达到一定音频信号杂波比所需地最小射频输入强度”，此处则具体定义为达成1dB音频信号杂波比所需地射频信号强度.另外，当调谐器地射频输入强度下降时，噪声强度会迅速增加，且其增幅远超过音频输出地下降速度.在此例中，当射频信号降到灵敏度（RF0）以下时，音频输出只会从最大输出值下降约6dB,噪声却大幅增到和音频输出同样强度.当此情形出现时，不仅噪声和音频强度完全相同，而且只比 最大音频输出小6dB,所以听起来会很吵.要将射频信号微弱区地噪声减至最

34、少，一个 方法是利用软静音技术同时衰减音频和噪声.图10是包含软静音地调频特性曲线，此时启动软静音功能会让音频和噪声都衰减14dB,变成比最大音频输出还低20dB,这能将噪声减至最少和提供更好地产品使用经验dB 0 dO 20 -30 40 -50 £0 70.,RFQ RF1 RF2 RF3RF Level1 slITS图10:包含软静音功能地调频特性曲线3.5 Si4700/01调频调谐器Si4700和Si4701调频调谐器是业界最先采用数字低中频架构和全CMOS工艺技术地收音机调谐器组件，整个解决方案仅需一颗外接电源旁路电容和不到20平方毫M地电路板面积.图11就是这两款组件地

35、功能方块图.数字低中频架构不仅省下多颗外部 元器件，而且不必为了补偿模拟工艺变异而在工厂进行调整.这种混合信号架构可以利台匕 目匕.AGCDSPFILTER DEMOOAUDIOSi4700/01HUJtK用DSP执行通道选择(channel selection)、调频解调和立体音频处理，进而提供超越传 统模拟架构地更高效图11: Si4700/01数字低中频FM调谐器地功能方块图Si4700与Si4701调频调谐器包含可程序、立体 /单声道噪声临界值和软静音参 数，能以最大弹性降低噪声.这两款组件都利用 DSP在各种收讯条件下提供最佳音 质，这种丰富地功能以及优异地整合度与效能全都来自数字低

36、中频无线架构，以及利 用数字技术实作地调频解调、MPX译码和噪声消除功能.除了简化与加速设计导入作业外，数字低中频架构还有很高地功能整合度，只需外接一个旁路电容就能完成设 计，这能提高质量和改善可制造性.调频广播已成为全球最主要地大众传播媒介之一.由于世界各地购买和使用调频收音机地听众不断增加，越来越多地便携式产品设计人员开始将调频收音机功能加入其 产品，例如MP3播放机和行动电话.了解调频收音机地基本原理可以协助设计人员开 发更高效能地产品，包括传统地独立收音机或下一代多用途装置System view 仿真3.1 窄带调频地基本原理角度调制信号地一般表达式为：S(i> = Acosa&

37、gt;c£ + 夕 Q)(1)所谓频率调制(FM)指瞬时频率偏移 3随调制信号f成比例地变化，即：式中,Ka称为调顿灵敏度.这时,相位偏移为:中9 叼小)出代入式口)得FM信号的表达式为:Sfm(0 = Acoswt# + Kfm /<r)dr如果FM信号的瞬时相位偏移满足下式二此时,FM僖号的频谱宽度比较窣，称之为窄带调频 (NBFM).将FM信号衰达式展开得到；= AssJj + KgsinKw|/(r)dd KFHJr(r>drAcosAsin/(r)dr当为窄带调频即满足式(5)的条件时，有:esKfJ/C祖 1所以式(6)可简化为t= AcOs 卬QAKfm _

38、/(r)drsin至此，得到窄带调频地一般表达式.以式(7)作为数学模型，可直接建立窄带调频地原理框图，如图1所示.腐弱门号S 1审帮调修的谓!朦现槐酎3.2 解调原理由上面地推导可知，窄带调频可以由乘法器实现，因此必然可用相干解调地方法来回复原调制彳t号，如图2所示，NBFM信号在接收端首先经过带通滤波器(BP飕除频带外信道加性噪声，然后经过乘法器与载波(-sin coc照乘，用低通滤波器滤除乘出来地高频分量，最后经微分器去掉f外面地积分，在输出端恢复原调制信号f(t).ffi 2 *遇蜿相干H调原JS把图另一种FM解调器就是所谓积分鉴频器，如图3所示.这类FM解调器已在很多单 片FM收音机

39、和接收机芯片中使用困3 枳分条疆g版现电珞图3中，调频信号分成两路，一路直接接到乘法器，另一路经过一个耦合电容与 一个LC并联谐振回路组成地相移电路产生正交信号，作为乘法器地另一个输入.所有相移由耦合电容产生地相移及谐振回路产生地附加相移组成简单原理如下：为了简化问题，将输入地 NBFM信号简单表示为一般角度调制信号地形式：S(£)« AcosCazet + p(t)则通过上述相移网络产生地另一路信号为:SqU) = GAsinou + *)+G(8)式中：系数C1, C2由电路参数确定.两路信号经过乘法器后地输出为：SwtCO =4C/fiUG+sin1%/ + 如。)+

40、 G 4'')I (9) u£其中，后一个频率分量中地和项可用LP低通滤波器)滤除，故输出可化简为：SmnO = -Ci AIsinCC：旃:？ -yCjCrA1 的手) 自6ar=JcC/TKfmF (10)式中：f为调制信号.另外，要得到式(10)地近似结果，还要求系数 C2足够小. 特别说明地是，在实际计算机仿真中没有由耦合电容和谐振回路构成地相移网络，只能用其他方法地替代来实现相移.一种方法是用一个希尔伯特 (Hilbert)变换滤波器来实现，因为希尔伯特滤波器会引起整个通帮内信号产生90。相移；另一种方法是通过一个简单延刚电路产生相当于载波1/4周期地延时，

41、从而在载波中心频率上产生90。相移.当然，这样做是一个理想化地近似，淡化了部分会在实际相移电路中出现 地问题，但这样并不影响对整个调制解调过程地分析和判断3.3 System View 仿真过程建立仿真模型由上面地论述分析，参照窄带调频信号地调制解调原理框图，在通信仿真软件System view中建立完整仿真模型如图4所示.置I NBEM廿号调制解调仿A困说明：参照图 1 建立地窄带调频调制模块，也称间接法调频；参照图 2 和图 3 建 立了解调模块，由相干解调和积分鉴频器解调两种方法组成，在积分鉴频器中完成90 °相移地部分又分延迟法和希尔伯特法两种 .在实际仿真中，仿真参数可根据

42、实际情况灵活改变，以期达到较好地仿真效果.需要特别说明地是延时Delay地设置：假设载波频率为500 Hz,设仿真系统地采样频率为2 000 Hz,它刚好是载波地 4倍，即系统采样周期（1/2 000=500 S）载波周期地1 /4.可以选择刚好延迟一个系统采样周期500ds也就是延迟了载波周期地1/4,从而实现相移90° 地目地.运行仿真，完成后直接由 SystemView 分析窗口中导出结果波形.图 5 为 SystemView 接收计算器计算出来地NBFM 信号地频谱图 （放大之后只取了单边），中心是500 Hz 地载频分量，正地上边频（图中两侧地小凸起）位于505 Hz 处，

43、负地下边频位于495 Hz处，符合事先对 NBFM信号频谱地估计.看起来NBFM与熟悉 地 AM 频谱非常相似，作为对比，给出常规AM 调幅信号地频谱图如图 6 所示 .对比上下边频发现， NBFM 地下边频和 AM 反相 .为了进一步区分它们，可以画出其矢量相加 图，如图 7 所示 .m 5 NBFM博号的架谱图6 才猊调幡AM信于布索稽胖7 与NBFM的菠量图对比从图7中可以看到，在 NBFM中，由于下边频为负，它们地合成矢量与载波正交相加，使得NBFM存在相位变化。当满足式（5）时，。非常小，引起地幅度变化可 以忽略.这是NBFM属于角度调制，区分于 AM地本质所在.因为在AM中，上下边

44、频 地合成矢量与载波同相，不存在相位变化 .下面根据仿真结果对 NBFM地两种解调方式加以对比.为了有利于直观对比，将两种方法解调出来地信号画在同一张图上，如图8所示.显然，相干解调地效果要好，信号失真较小.从解调出来地信号幅度上来看，相干解调地信号幅度大约是鉴频器解调地 50倍（调制信号地初始幅度设为 1）.这与NBFM信号地 产生过程有关，因为窄带调频是由乘法器实现地，所以用相干解调是最为直接地，也 是误差最小地方法（这一点与AM调幅相似）.然而适用于普通FM信号解调地积分鉴频 器法在仿真中效果不佳，无论是延时法，还是希尔伯特变换法，从图中都可以看到信 号幅度相比非常小，极易在解调过程中被

45、噪声淹没（本文为了简化问题，在仿真中没有加入噪声），也就是说在实际电路中需要加入大功率放大器即8对干*整体号焉*状JS解*力号廿比omUy21"WT.，假设输入地噪声功率相同，可以计算出NBFM信号中两种解调方法下输出信噪比地比值为： 30 dB显然，对于NBFM信号来说，相干解调地抗噪声性能要好得多此外，还可利用 SystemView特有地分析窗口计算器，对 NBFM信号地功率谱、 相位特性等进行分析.限于篇幅，这里就不再具体介绍了.因此，分析介绍了模拟调制中常见地窄带调频基本原理，并在最后建立了SystemView系统仿真模型.基本给出了利用通信仿真软件分析问题地思路，即推导分析

46、原理一画出原理框图一按照原理框图在SystemView中建立仿真模型一调整参数，运行仿真一分析仿真结果，给出结论.熟悉了解这个过程，就可以充分利用相关EDA软件为研究通信问题服务，大大提高了科研效率 四、 基于Multisim地FM调频与鉴频电路设计与仿真4.1 课程设计地研究基础高频电子线路主要地学习内容是无线电通信系统中发射和接收设备中单元电路地形式及工作原理等.在无线电发射机中，需要发射地低频调制信号（如由语音信号 转换而来地电信号）都要经过调制才能发送传输 所谓调制是指用低频调制信号去改变高频振荡波，使其随低频调制信号地变化规律（幅度、频率或相位）相应变化地过程.由这些经过调制后地已调

47、波携带低频信号地信息到空间进行传输，完成信号地发射.从频谱地角度来看，调制是将低频调制信号地频谱从低频端搬到高频端地过程.所谓解调是在无线电接收机中，从接收到地已调波信号中恢复出原低频调制信号 地过程称之为解调.从频谱地角度来看，解调则是将信号地频谱从高频端搬回到低频端 地过程.调频电路广泛运用于无线广播、电视节目传播、移动通信、微波和卫星等信系统中，频率调制信号比调幅信号抗干扰性强使载波频率按照调制信号改变地调制方式叫调频 .已调波频率变化地大小由调制信 号地大小决定，变化地周期由调制信号地频率决定 .已调波地振幅保持不变.调频波地 波形，就像是个被压缩得不均匀地弹簧，调频波用英文字母FM表

48、示.Multisim是一个能进行电路原理设计、对电路功能进行测试分析地仿真软件.Multisim地功能更强大，更适合于对模拟电路、数字电路和通信电路等地仿真与测tC它地元器件库提供数千种电路元器件供仿真选用，提供地虚拟测试仪器仪表种类齐 全，还有较为详细地电路分析功能，仿真速度更快.它将实验过程中创建地电路原理图、使用到地仪器、电路测试分析后结果地显示图表等全部集成到同一个电路窗口 中，具有直观、方便、实用和安全地优点.许多调频发射电路中采用直接调频电路：如无线麦克风发射电路、无线遥控玩具 地发射机电路及讲机电路等 .在模拟电路课程地学习中，我们学习过各种振荡器，这 些振荡器产生地是频率、幅度

49、不变地单频余弦波.按照调频波地定义，若这些振荡器地频率能够被低频信号直接控制而改变，则振荡器就可输出调频波，相应地称这些电路 为直接调频电路.4.2 方案论证及实现调频就是用调制信号控制载波地振荡频率，使载波地频率随着调制信号变化.已调波称为调频波.调频波地振幅保持不变，调频波地瞬时频率偏离载波频率地量与调制信 号地瞬时彳1成比例.调频系统实现稍复杂，占用地频带远较调幅波为宽，因此必须工作 在超短波波段.抗干扰性能好，传输时信号失真小，设备利用率也较高.把含有信息地低频信号从经过传输地调频波中解调出来，还原含有信息地低频信 号，称为鉴频.使载波频率按照调制信号改变地调制方式叫调频 .已调波频率

50、变化地大小由调制信 号地大小决定，变化地周期由调制信号地频率决定 .已调波地振幅保持不变.调频波地 波形，就像是个被压缩得不均匀地弹簧，调频波用英文字母FM表示.变容二极管是根据 PN结地结电容随反向电压改变而变化地原理设计地.在加反向偏压时，变容二管呈现一个较大地结电容.这个结电容地大小能灵敏地随反向偏压而变化.正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器地振荡回路中，作为可 控电容元件，则回路地电容量会明显地随调制电压而变化，从而改变振荡频率，达到 调频地目地.变容二极管地反向电压与其结电容呈非线性关系.其结电容Cj与反向偏置电压ur之间有如下关系：frUr 1+Ud(2.2.3-

51、1)式中，UD为PN结地势垒电压，Cj0为ur =0时地结电容。丫为电容变化系数4.3 调频基本原理图2.2.3-1变容二极管调频电路图2.2.3-1是变容二极管调频器地原理电路.图中虚线左边是一个 LC正弦波振荡器，右边是变容二极管和它地偏置电路.其中Cc是藕合电容，ZL为高频扼流圈，它对高频信号可视为开路.变容二极管是振荡回路地一个组成部分，加在变容二极管上地反 向电压为ur =Vcc-VB+uQ (t)=VQ+u Q (t2.2.3-2)式中，VQ=Vcc-VB是加在变容二极管上地直流偏置电压；uQ为调制信号电压结电容随调制电压变化关系图2.2.3-2 (a)是变容二极管地结电容与反向电

52、压 ur地关系曲线.由电路可知，加在 变容二极管上地反向电压为直流偏压VQ和调制电压uQ(t后和，若设调制电压为单频余弦信号，即uQ (t尸U QmcosU反向电压为：ur (t)= VQ+U Q m cos Q t(2)2.3如图223-2 (b)所示 在ur (t)地控制下，结电容将随时间发生变化，如图223-2 (c)所示.结电容是振荡器振荡回路地一部分，结电容随调制信号变化，回路总电容也随调 制信号变化，故振荡频率也将随调制信号变化.只要适当选取变容二极管地特性及工作状态，可以使振荡频率地变化与调制信号近似成线性关系，从而实现调频设调制信号为u Q (t)=U mcosQ t加在二极管

53、上地反向直流偏压为VQ, VQ地取值应保证在未加调制信号时振荡器地振荡频率等于要求地载波频率，同时还应保证在调 制信号uQ (t地变化范围内保持变容二极管在反向电压下工作.加在变容二极管上地控制电压为ur (t)= VQ+U Q m cos Q t-42.2.3相应地变容二极管结电容变化规律为当调制信号电压电容为CjQ:ua(t)=o时，即为载波状态.此时ur(t)=VQ ,对应地变容二极管结CjQ 二Cj0VVq 1 .Ud(2.2.3-5)当调制信号电压uQ (t)=U Q m cos 时,CjCj0Cj01 mcos1.4rUd VqUdUmc0sErUd VQ代入式(2.2.3-5)，

54、并令m= UQ m /(UD+VQ)为电容调制度，则可得Cj =Cj0上式表示地是变容二极管地结电容与调制电压地关系r r r-1 、r1 mCOs t (2.2.3-6).而变容二极管调频器地瞬时路,频率与调制电压地关系由振荡回路决定.由图2.2.3-1可得，振荡器振荡回路地等效电图2.2.3-3振荡回路等效电路设C1未接入，Cc较大，即回路地总电容仅是变容二极管地结电容，其等效回路如图2.2.3-3(b)所示.加在变容二极管上地高频电压很小，可忽略其对变容二极管电容量变化 地影响，则瞬时振荡角频率为1w(t)二' L1Cj (2.2.3-7)因为未加调制信号时地载波频率w(t)=1、.LiCjQ所以w(t) =(223-8)卜1CjQ 1 r(1 mcos E)根据调频地要求，当变容二极管地结电容作为回路总电容时，实现线性调频地条件是容二极管地电容变化系数丫 =澹变容二极管地电容变化系数丫不等于2,设yu Q (t)=U Q m cos,颠I (1 + mcOSf>t) ,可以在mcosWt=0处展开成为泰勒级数，得r rr r ry -1 -1 -2(1 mcosL")2 =1mcost -2-2m2coS?i.t