MOS管全参数详解及驱动电阻选择

1、实用文档MO牖参数解释MOS管介绍在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，一般都要考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等因素。MOSFET管是FET的一种，可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，一般主要应用的为增强型的 NMOS管和增强型的PMOS管，所以通常提到的就是这两种。 这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOSo原因是导通电阻小且容易制造。所以开关电 源和马达驱动的应用中，一般都用 NMOSo在MOS管内部，漏极和源极之间会寄生一个二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要，并且只在单个的 MOS管中存在此二极管，在集成电路芯片

2、内部 通常是没有的。MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生 的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免。MOS管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要 栅极电压达到一定电压（如 4V或10V,其他电压，看手册）就可以了。PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。 但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等 原因，在高端驱动中，通常还是使用 NMO

3、S。MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在，因而在DS间流过电流的同时，两端 还会有电压，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择 导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率 MOS管导通电阻一般在几毫欧，几 十毫欧左右MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内， MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做 开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，导通瞬间电压和电流的乘 积很大，造成的损失也就很大。降低开关时间，可以减小每次导通时的损失；降

4、低开关频率， 可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。MOS管驱动MOS管导通不需要电流，只要 GS电压高于一定的值，就可以了。但是，我们还需要速度。 在MOS管的结构中可以看到，在 GS, GD之间存在寄生电容，而 MOS管的驱动，实际上 就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流 的大小。普遍用于高端驱动的NMOS ,导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时栅极电压要比 VCC大（4V或10

5、V其他 电压，看手册）。如果在同一个系统里，要得到比 VCC大的电压，就要专门的升压电路了。 很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路 电流去驱动MOS管。Mosfet参数含义说明Features:Vds：DS击穿电压.当Vgs=0V时，MOS勺DS所能承受的最大电压Rds（on） : DS的导通电阻.当Vgs=10V时，MOS勺DS之间的电阻Id :最大DS电流.会随温度的升高而降低Vgs:最大GS电压.一般为：-20V+20VIdm:最大脉冲DS电流.会随温度的升高而降低，体现一个抗冲击能力，跟脉冲时间也有关系Pd:最大耗散功率Tj:最大工作结温，通

6、常为150度和175度Tstg:最大存储温度Iar:雪崩电流Ear:重复雪崩击穿能量Eas:单次脉冲雪崩击穿能量BVdss：DS击穿电压Idss:饱和DS电流，uA级的电流Igss:GS驱动电流，nA级的电流.gfs:跨导Qg:G总充电电量Qgs:GS充电电量Qgd:GD充电电量Td(on):导通延迟时间，从有输入电压上升到10%F始到Vds下降到其幅值90%勺时间Tr:上升时间，输出电压 VDS从90%下降到其幅值10%的时间Td(off):关断延迟时间，输入电压下降到90%开始到VDS上升到其关断电压时10%的时问Tf:下降时间，输出电压VDS从10%上升到其幅值90%的时间(参考图4)C

7、iss:输入电容，Ciss=Cgd + Cgs.Coss:输出电容，Coss=Cds +Cgd.Crss:反向传输电容，Crss=Cgc.文案大全MOSFET极驱动的优化设计1概述MOS管的驱动对其工作效果起着决定性的作用。 设计师既要考虑减少开关损耗，又要 求驱动波形较好即振荡小、过冲小、 EMI小。这两方面往往是互相矛盾的，需要寻求一个平 衡点，即驱动电路的优化设计。驱动电路的优化设计包含两部分内容：一是最优的驱动电流、 电压的波形；二是最优的驱动电压、电流的大小。在进行驱动电路优化设计之前，必须先清 楚MOST的模型、MOST的开关过程、MOST的栅极电荷以及MOST的输入输出电容、跨接

8、 电容、等效电容等参数对驱动的影响。2 MOSf的模型MOSt的等效电路模型及寄生参数如图1所示。图1中各部分的物理意义为：(1) Lg和Lg代表封装端到实际的栅极线路的电感和电阻。(2) C代表从栅极到源端N+句的电容，它的值是由结构所固定的。(3) C2+C4弋表从栅极到源极P区间的电容。G是电介质电容，共值是固定的。而 C4是由源极到漏极的耗尽区的大小决定，并随栅极电压的大小而改变。当栅极电压从0升到 开启电压UGs)时，G使整个栅源电容增加10%-15%(4) Q+G是由一个固定大小的电介质电容和一个可变电容构成，当漏极电压改变极 性时，其可变电容值变得相当大。(5) G是随漏极电压变

9、换的漏源电容。ffl I管的等效电路模型MOS管输入电容(Css)、跨接电容(Css)、输出电容(Css)和栅源电容、栅漏电容、 漏源电容间的关系如下：3 MOSf的开通过程开关管的开关模式电路如图2所示，二极管可是外接的或 MO第固有的。开关管在 开通时的二极管电压、电流波形如图 3所示。在图3的阶段1开关管关断，开关电流为零， 此时二极管电流和电感电流相等；在阶段2开关导通，开关电流上升，同时二极管电流下降。 开关电流上升的斜率和二极管电流下降的斜率的绝对值相同，符号相反；在阶段3开关电流继续上升，二极管电流继续下降，并且二极管电流符号改变，由正转到负；在阶段 4,二极管从负的反向最大电流

10、irrm开始减小，它们斜率的绝对值相等；在阶段 5开关管完全开通，二极管的反向恢复完成，开关管电流等于电感电流。图2通用的开关模式电路 - I*岫I”嚏图4是存储电荷高或低的两种二极管电流、电压波形。从图中可以看出存储电荷少 时，反向电压的斜率大，并且会产生有害的振动。而前置电流低则存储电荷少，即在空载或向电阻|券，仃和卜士电点岛f'轻载时是最坏条件。所以进行优化驱动电路设计时应着重考虑前置电流低的情况，即空载或轻载的情况，应使这时二极管产生的振动在可接受范围内。存货电曲高奔命电荷眼图4两种二极管反向铁的造影4栅极电荷QG和驱动效果的关系栅极电荷Q是使栅极电压从0升到10V所需的栅极电

11、荷，它可以表示为驱动电流值 与开通时间之积或栅极电容值与栅极电压之积。现在大部分MO第的栅极电荷 曼值从几十纳库仑到一、两百纳库仑。栅极电荷QG包含了两个部分：栅极到源极电荷Qs；栅极到漏极电荷QGl即“Miller ” 电荷。QGs是使栅极电压从0升到门限值（约3V）所需电荷；Qd是漏极电压下降时克服“ Miller 效应所需电荷，这存在于UGs曲线比较平坦的第二段（如图5所示），此时栅极电压不变、 栅极电荷积聚而漏极电压急聚下降， 也就是在这时候需要驱动尖峰电流限制，这由芯睡内部 完成或外接电阻完成。实际的QG还可以略大，以减小等效 Rn,但是太大也无益，所以10V 到12V的驱动电压是比

12、较合理的。这还包含一个重要的事实：需要一个高的尖峰电流以减小MO第损耗和转换时间。图S和摘辘电荷的关系曲线tf国电图0重要是的对于IC来说，MO第的平均电容负荷并不是 MO第的输入电容Css,而是等 效输入电容Ceff （Ceff=Q/UcS）,即整个0<UG<UGs（th）的等效电容，而Css只是UGs=0时的等效电容。漏极电流在Q波形的QGd阶段出现，该段漏极电压依然很高，MOS的损耗该段最大，并随UDS勺减小而减小。QGd的大部分用来减小UDS从关断电压到UGs（th）产生的“ Miller ”效应。QG波形第三段的等效负载电容是：I = l 0匕 一（Qcr>* Q：

13、；卜卜 I。- f f；中南5优化栅极驱动设计在大多数的开关功率应用电路中，当栅极被驱动，开关导通时漏极电流上升的速度 是漏极电压下降速度的几倍，这将造成功率损耗增加。为了解决问题可以增加栅极驱动电流， 但增加栅极驱动上升斜率又将带来过冲、振荡、EMI等问题。优化栅极驱动设计，正是在互相矛盾的要求中寻求一个平衡点，而这个平衡点就是开关导通时漏极电流上升的速度和漏极 电压下降速度相等这样一种波形，理想的驱动波形如图6所示。图6的Us波形包括了这样几部分：UGs第一段是快速上升到门限电压；4s第二段是比 较缓的上升速度以减慢漏极电流的上升速度，但此时的UGs也必须满足所需的漏极电流值；UGs第四段

14、快速上升使漏极电压快速下降；UGs第五段是充电到最后的值。当然,要得到完全一 样的驱动波形是很困难的，但是可以得到一个大概的驱动电流波形，其上升时间等于理想的 漏极电压下降时间或漏极电流上升的时间， 并且具有足够的尖峰值来充电开关期间的较大等 效电容。该栅极尖峰电流Ip的计算是：电荷必须完全满足开关时期的寄生电容所需。au 理想的开通电压电凝渡影即写餐而 I 0心=，z 2.5"口必卜,*I"其中I划=Q * t*事h所以 Jp = Cg 2,51(xih + " + C” "口"UG(th)6应用实例在笔者设计的48V50A电路中采用双晶体管

15、正激式变换电路，具开关管采用IXFH24N50其参数为：G- = 4200 pF； C； = 450 ph i C* = 135 pF；二 57 3= 3 V； f up = 205 V ：.-7 As o那么其优化设计的骅动电流的峰值为：面扁黑卜必其打（23炉¥）+1石*KT叫205-川GA根据如前所述，驱动电压、电流的理想波形不应该是一条直线，而应该是如图示的波形。实验波形见图7。傅7实验所瞄寥动电低波将7结论本文详细介绍了 MOS的电路模型、开关过程、输入输出电容、等效电容、电荷存储等对MOS驱动波形的影响，及根据这些参数对驱动波形的影响进行的驱动波形的优化设计实例，取得了较好

16、的实际效果。影响MOSFET关速度除了其本身固有 Tr,Tf外，还有一个重要的参数：Qg （栅极总静电荷容量）.该参数与栅极驱动电路的输出内阻共同构成了一个时间参数 ，影响着MOSFET性能（你主板的MOSFET勺栅极驱动电路就集成在IRU3055这块PWM6制芯片内）一厂家给出的Tr,Tf值,是在栅极驱动内阻小到可以忽略的情况下测出的，实际应用中就不一样了，特别是栅极驱动集成在 PWM?片中白电路，从PWMJ MOSFETJ极的布线的宽度，长度，都会深刻影响MOSFET性能.如果PWM1输出内阻本来就不低，加上MOSff的Qg又大，那么不论其Tr,Tf如何优秀，都可能会大大增加上升和下降的时间回偶认为，BUCK同步变换器中，高侧MOSS白勺Qg比RDSI其他参数更重要，另外，栅极驱动内阻与 Qg的配合也很重要，一定 程度上就是由它的充电时间决定高侧MOSFET开关速度和损耗.©看从哪个角度出发。电荷泻放慢，说明时间常数大。时间常数是Ciss与Rgs的乘积。栅源极绝缘电阻大，说明制造工艺控制较好， 材料