面向5G终端的同时频全双工天线架构研究

1、中国科技论文在线面向5G终端的同时频全双工天线架构研究 张长清作者简介：张长清(1958),男,高级工程师,中科院长春物理研究所89级理学硕士研究生，任职中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司，从事计算机网络和移动通信技术，发表科技文章170多篇，科技论文40多篇，编写计算机网络、移动通信及相关应用软件几十个. E-mail: 137073098691.5YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司4140001370730986913707309869湖南省岳阳市

2、花板湖路52号金缘花长清(1958),男,高级工程师,中科院长春物理研究所89级理学硕士研究生，任职中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司，从事计算机网络和移动通信技术，发表科技文章170多篇，科技论文40多篇，编写计算机网络、移动通信及相关应用软件几十个。张长清zhangchangqing张长清1.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51.51*|*期刊*|*焦秉立，马猛，同频同时全双工技术浅析J，电信网技术,3013(11):29-32.<CR>2*|*期刊*|*徐强，全欣等，同时同频全双工LTE射频自干扰抑制能力分析及实验验证

3、J，电子与信息学报,2014.3:662-669.<CR>3*|*期刊*|*何昭君，沈莹等，自干扰幅度及相位误差对全双工系统的影响J，电波科学学报,2014.10:827-833.<CR>4*|*期刊*|*卞宏梁，曹磊，同时同频全双工技术研究J，电信技术,2013.12:37-40.<CR>5*|*专著*|*葛德彪，闫玉波，电磁波时域有限差分方法M，西安电子科技大学出版社,2006.12.<CR>6*|*专著*|*林昌禄，天线工程手册M，电子工业出版社，2002.6.<CR>7*|*学位论文*|* 徐强，同时同频全双工自干扰抑制关键技

4、术研究与验证D，电子科技大学，2015.7<CR>8*|*期刊*|*徐强，刘凤威等，一种变窗长同时同频全双工自干扰信道估计算法J，电子科技大学学报，2016(1):48-53.*|1|张长清|zhangchangqing|中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司|YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer|张长清(1958),男,高级工程师,中科院长春物理研究所89级理学硕士研究生，任职中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司，从事计算机网络和移动通信技术，发表科技文章170多篇，科技论文40

5、多篇，编写计算机网络、移动通信及相关应用软件几十个。|湖南省岳阳市花板湖路52号金缘花园|41400013707309869向5G终端的同时频全双工天线架构研究|Study on Co-time Co-frequency Full Duplex antenna architecture for 5G|- 10 -（中国移动通信集团湖南有限公司岳阳分公司）摘要：5G的高速率、高带宽和高可靠性，对天馈接入系统提出了更高的要求。CCFD（Co-time Co-frequency Full Duplexing：同时频全双工）技术能倍增无线信道吞吐量，

6、提高频谱资源利用率，保证无线传输中的实时反馈与自动控制，使5G在未来工业互联网和物联网中可发挥重要作用。CCFD的收发天线须要分立布放，对于基站，同时频强自干扰消除相对容易实现；对于终端，因空间限制，同时频强自干扰消除须有较高的技术性。本文首先表述了CCFD的基本通信原理，而后用FDTD（Frequency Division Duplexing：频分双工）算法和方向图函数分析了在天线阵列中用波束赋形方式消除天线中的强自干扰过程，同时还分析了射频干扰消除和数字干扰消除的简单方式，为设计5G终端天线系统提供了有益参考。关键词：同时频全双工、时域有限差分、干扰消除。中图分类号：TN 911.3Stu

7、dy on Co-time Co-frequency Full Duplex antenna architecture for 5Gzhangchangqing(YueYang Branch, Hunan Co. Ltd of China Mobile Group, Senior Engineer)Abstract: 5G's high-speed, high bandwidth and high reliability, there is a higher standard of the antenna and cable access technology. CCFD techno

8、logy can double the throughput of the wireless channel, improve the utilization of spectrum resources, ensure real-time feedback and automatic control in the wireless transmission, so that 5G will play an important role in the future industrial Internet and Internet of things. CCFD transceiver anten

9、nas need to be discrete, for the base station, at the same time frequency interference is easy to eliminate; for the terminal, due to space constraints, and frequency interference cancellation is an important technology. This article first expresses the basic principles of ccfd communication with fi

10、nite-difference time-domain (FDTD) method and directivity diagram function, in antenna array with beamforming methods eliminate antenna in a strong self interference, and also analyzed the simple way to RF interference cancellation and digital interference cancellation and a useful reference for des

11、ign of 5g terminal antenna system is analyzed.Key words: Co-time Co-frequency Full Duplex, Finite Difference Time Domain, Interference elimination.1引言根据IMT-2020（5G）推进组制订的5G愿景与需求和5G网络技术架构白皮书要求，与4G相比5G网络的频谱效率更高、速率更快、容量更大，因而有可能使无线频谱资源更紧张，同时频全双工（Co-time Co-frequency Full Duplexing：CCFD）传输技术在一定程度上可以缓解这种紧

12、张。所谓同时频全双工是指同一通信设备中的发射机和接收机占用相同的时频承载资源同时传输数据，使得通信的双方在上下行在相同时间使用相同频率信道，突破了传统TDD（Time Division Duplexing：时分双工）和FDD（Frequency Division Duplexing：频分双工）只能单方面在时域或频域双工通信的限制，在时频两域同时实现双工传输。显然，TDD和FDD只占用了时域和频域承载资源的一半，CCFD占用了全部时频两域承载资源。所以，CCFD的传输效率是TDD或FDD的一倍，或是TDD和FDD两者之和，同时也包含了两者的传输效率和通信优势。众所周知，TDD的发射信道和接收信道

13、使用的都是相同的频率信道，但系统的发射信号和接收信号分别承载在时域帧中的下行子帧和上行子帧中，即上行信号和下行信号运行在同频信道的不同时隙里，从而可以避免上行信道与下行信道之间的相互干扰。FDD的发射信道和接收信道使用的是不同的频率信道，下行频率信道中的所有时隙承载发射信号，上行频率信道中的所有时隙承载接收信号，同样可以避免上行信道与下行信道之间的相互干扰。CCFD实际上包含了TDD和FDD的全部信息承载资源，上行传输资源中的频率和时隙与下行传输资源中的频率和时隙一样，可以大大地提高无线传输资源的效率。更重要的是，TDD和FDD在传输中各有优势和缺点，并呈互补关系。CCFD因包含了TDD和FD

14、D传输方式，在包含两者优点的同时也中和了两者的缺点。CCFD的应用不仅提高了无线传输资源的应用效率，还能提升了无线传输信道的性能。CCFD的无线传输优势一直激励着人们的研究热情，早在上世纪九十年代就开始给予足够的关注，就目前取得的成就来看令人振奋。然而，同时频自干扰消除毕竟是无线传输中一道难以逾越的沟壑，何况CCFD的同时频自干扰强度远超有用信号强度。所以CCFD的最大技术难点，仍然是如何在双工设备的接收机中，正确区分来自远端的较弱接收信号和设备上发射机所发送的强干扰信号。5G移动通信系统有可能采用密集型网络分布、毫米波通信、大规模MIMO天线等高新技术，其应用对CCFD将有较大影响，其中天线

15、振子的小尺寸结构、大规模MIMO天线的收发天线专用、有源相控阵的抗干扰性等都有可能成为加速CCFD走向应用的重要引擎。5G终端因其空间、耗电等设计理念限制，对 CCFD应用提出了更高要求，本文从理论上研究了面向5G终端的适合CCFD场景的天线架构，指出了终端发射半波天线阵应用的实际意义，为5G应用提供了有益的参考。2同时频全双工通信原理简介早在1997年，G.R.Kenworthy就申请了全双工通信系统的美国专利，该系统采用射频干扰抑制和数字干扰抑制两级进行自干扰消除，以达到在同时频传输中能够正确完成收发信号正常通信的目的。由于CCFD发射机的发射信号对本地接收机产生的干扰是强同时频自干扰，直

16、接影响是远端接收信号有可能完全被近端干扰信号所湮没，而维持CCFD正常通信的自干扰消除技术，最初的应用是在电话系统和多普勒雷达中，因其不同通信系统的信号带宽、频率，且自干扰信号消除量等指标各异，使得不同系统中的自干扰消除技术存在较大差别，如在电话系统中接收支路对发射支路的干扰抑制量标准，国际电信同盟ITU是不到30dB，而移动通信基站中的自干扰抑制量在某些场景中高达130dB，所以许多已有的自干扰消除技术不能简单地应用在CCFD中。近年来，斯坦福大学、莱斯大学、加州大学、北京大学和电子科技大等先后对CCFD进行了卓有成效的理论探索和工程实践。其中北京大学焦秉立教授团队1，从2006到2013年

17、一直进行CCFD研究，提出了蜂窝小区采用CCFD的演进方案，即基站发射天线采用中心式布局，基站接收天线采用分布式布局，在干扰消除能力受限时仍可实现系统容量的较大提升，演示原型机包括一个支持CCFD方式的基站和两个支持TDD方式的移动终端，实验证明，在覆盖半径100米范围内，通信带宽效率可达到TDD系统的两倍。电子科技大学唐友喜教授团队2-3，在2013年建立了全球第一个4G CCFD实验测试场景，在同时频资源下，用4G空口使业务速率从30Mbps提升到50Mbps，频谱效率也提高了一倍。显然，我国的CCFD技术已开始了从理论走向实践的飞跃。同时频全双工通信中的主要技术瓶颈是收发机间的强自干扰4

18、。由于发射天线与接收天线相距很近，自己发射出去的信号能量比接收到的远端信号能量大很多，一般在100dBm以上，要能正确解码所需的接收信号，系统的自干扰消除能力至少要达到100dB。目前的主流研究都是采用多级消除法，即系统通过天线干扰消除、射频干扰消除和数字干扰消除三级方式以其达到预定的效果。图1所示是无线个人区域通信802.15.4系统采用三级干扰消除的基本工作原理图，其中发射天线两根，接收天线1根，若发射天线的发射功率为0dBm，在距离发射天线d=6英寸远的近端接收天线上，收到的干扰功率一般为-40dBm，设环境本底噪声为-100dBm，若能想办法消除接收系统中60dBm的自干扰，则近端接收

19、天线就有可能消除近端发射天线的信号干扰，正确解码出远端的接收信号。图1：同时频全双工工作原理从目前技术来看，采用如图1所示的专用模块QHx220组合的实际噪声干扰消除电路，最多只能达到30dB，即射频干扰消除方案可以减去接收系统的一半噪声，余下的一半噪声只能由数字干扰消除方式现实。需要指出的是，图1所示仍然是一种理想情况，或者说是一种非移动通信系统的专用情况。目前流行的移动终端，普遍宽不过8cm、高不过15cm，若按照图1方式设计收发天线，则发射天线与接收天线之间的距离将会更小，所以802.15.4系统的实验数据只能作为参考。更重要的是，移动通信是一种宽带通信，载频带宽都在MHz以上，如LTE

20、支持的6个载波带宽分别为1.4、3、5、10、15和20MHz，每个载波中包含的子载波数分别为72、180、300、600、900和1200个，两个发射天线与一个接收天线之间的距离d只可能满足1个或几个子载波的天线干扰消除要求。5G系统因高速率高数据量传输的需要，不仅是宽带通信，还会采用大规模MIMO多天线系统，说明在面向5G的同时频全双工系统中，采用自消除技术时，不管是天线干扰消除、射频干扰消除，还是数字干扰消除都会在一定程度上有别于传统，甚至与传统完成不同，才有可能适应5G移动通信的特殊要求。事实证明，在这三种干扰消除法中，天线直接消除较为重要，并且是一种简单、直接、高效的干扰消除方式，也

21、是将干扰过程抑制在萌芽状态、将干扰影响拒之于接收天线之外的第一关。若5G终端发射天线采用半波天线阵，接收天线采用MIMO技术，将接收天线置于上方，发射天线阵置于下方，虽然终端空间尺尺见方，但发射天线阵的信号主瓣集中在阵列前方，接收天线处于赋形波束的主零点位置，若再增加相关屏蔽措施，天线干扰消除是可以达到相关技术要求的。3面向5G终端的天线干扰消除研究CCFD技术要求同时频收发天线分立，当前热门研究中的天线干扰消除技术，主要是在空中接口处采用物理或逻辑屏蔽与隔离，从而降低发射信号对接收天线的直接影响，其方法主要有：1拉远发射天线与接收天线间的距离采用分布式天线、增加电磁波传播的路径损耗，达到降低

22、双工干扰在接收天线上的功率。2直接屏蔽双工干扰在发射天线和接收天线间设置屏蔽罩，减少双工干扰直达波对接收天线的影响。3采用鞭式极化天线使发射天线极化方向垂直接收天线，可有效降低直达波双工干扰的接收功率。4配备多发射天线或多接收天线调节多发射天线的相位和幅度，使接收天线处于发射信号空间零点处，以降低双工干扰，如两发一收模式中两发射天线与接收天线间距差为载波波长一半。5采用发射天线阵列方式通过波束赋形减小发射信号的波瓣角，提高发射信号的功率密谋，从而获得抑制双工干扰的良好效果。显然，5G基站的天线干扰消除容易实现，5G终端的天线干扰消除较难，但可采用屏蔽式、极化式和阵列式，其中阵列式更适合5G设计

23、标准，下面从理论上重点在不同布放发收天线的情况下，分析半波天线和半波天线阵列所引起的天线干扰消除效果。3.1半波天线干扰消除分析若发射天线与接收天线都是半波直线天线，则发收半波天线的布放方式一般只两种，一种是指向Z轴的发收天线并列放置，一种是指向Z轴的发收天线轴向放置。由于半波天线的波束是偶极振子方向图，与发射天线并列放置的接收天线受到的干扰最强，必须补充屏蔽罩；与发射天线轴向放置的接收天线受到的干扰最小，可以不考虑屏蔽。下面就用FDTD仿真来分析这两种天线放置产生的干扰影响情况5。设同时频全双工系统载波主频f=6GHz，波长=c/f=0.05m=5cm，为厘米波。设移动终端上本地收发半波天线

24、间距d=2.54*3inch8cm。收发天线彼此平行竖立，或彼此平行平放，前者用I型铝质屏蔽罩隔离。由于是金属屏蔽罩，既可以在物理上隔离本地收发天线，实现天线干扰消除，还可以因其反射性可增强发射天线定向发射信号的强度。在平行竖立收发天线中，在1个半波发射天线与1个半波接收天线位置完全对等处增加一个测试点，针对屏蔽罩与发射天线相距分别为1/4、1/2波长二个位置设计模拟场景。在平行平放收发天线（发收天线轴向布放）中，在发射天线上方等距放一测试点，以些作为模拟场景。定义发射天线发射信号功率为0dB，用FDTD仿真总场区电磁场分布，计算四种情况下接收天线和测试点的信号强度，为设计单天线干扰消除提供参

25、考。取空间步长dx=/20=0.25cm，每个Yee元胞宽为0.25cm，即载波波长的1/20。因此，在FDTD仿真中，半波天线尺寸为X×Y×Z=1×1×10个Yee元胞，屏蔽罩尺寸为X×Y×Z=1×3×12个Yee元胞，1/4波长屏蔽罩距发射天线5个Yee元胞，1/2波长屏蔽罩距发射天线10个Yee元胞，发射天线与接收天线和测试点的间距都为32个Yee元胞（8cm）。此外，工作区边界另取40个Yee元胞。所以，三维总场区空间尺寸为X×Y×Z=144×81×90个Yee元胞，

26、见图2所示。若加上完全匹配吸收边界PML的8个Yee元胞，则FDTD计算区域约有160×106×97165万个Yee元胞，也就是说，在三维FDTD+PML运算的36个数组变量中，每个变量都支持165万个元素。可见，FDTD是一种海量内存资源应用的运算，对计算机性能要求非常高。FDTD空间元胞参数设计好后，还必须满足收敛条件下的时间参数。若取时间步长为dt=dx/(2c)，则电磁波从发射天线传播到最远PML吸收边界边缘，需要走过80个时间步长，即算式至少要迭代80次才有意义，而时间迭代数越大迭代运算的精度越高，同时计算机资源占用也呈几何级数上升。所以，FDTD仿真时只能根据计

27、算机的性能设置相应的时间迭代数，图2中的时间迭代数为300。屏蔽罩取金属铝，对应的电导率系数为3.72E+7西门子/米，具有良好的导电、电磁场屏蔽和电磁波反射性能。因收发天线Yee元胞为1×1×10个，实际体积为2.5×0.25×0.25cm3，屏蔽罩Yee元胞比发射天线在YZ方向各多出1个，实际面积为3×0.75cm2，因而可以布局在移动终端，从图2所示的电磁场分布图中可以看到屏蔽罩的屏蔽效果和反射效果还是比较好的。图2：三维总场区中Y为中间位置时XOZ平面的电磁场图2所示为满足上述空间、时间条件和迭代数为300时的FDTD仿真效果图，分别表

28、示无屏蔽罩、屏蔽罩距发射天线1/4波长和1/2波长，以及发射和接收天线都为水平方式分布架构下的信号强度分布图。可以看出，没有金属屏蔽罩时发射天线以0dB功率向外发射信号后，接收天线和测试点同时收到的信号强度都为-42dB，说明发射信号自发射天线到相距8cm远处的接收天线时已降低了42dB。当加上金属屏蔽罩后，距发射天线1/4波长位置最佳，接收天线处降低了48dB，测试点处只降低了39dB，与未加屏蔽罩相比，测试点的信号增强了，接收天线处的信号减小了。图2d中的场强仿真情况说明直线天线辐射信号是一种电偶极振荡信号，虽然波瓣角度较大，辐射方向不能调整，但接收天线平直正对发射天线处，恰好是发射信号强

29、度零处，与图2a/b/c相比，具有较高的同时频干扰消除效果，若能增加性能优秀的屏蔽反射罩，可以收到更好的干扰消除效果。3.2半波天线阵列干扰消除分析若发射天线和接收天线都是半波天线阵列6，因为天线阵列存在波束赋形效果，完全可以通过调整阵列参数，使发射信号波束的零点指向接收天线，从而达到提高天线干扰消除的目的。为此，我们通过半波天线方向图函数来分析几种典型的发射天线阵列，从中了解最佳阵列类型及产生最佳波束的阵列参数。移动终端的有限空间，决定了在移动终端上使用半波天线阵列的基本条件，只能使用一维线阵和二维面阵，发射半波天线阵列与接收半波天线阵列只能放置在终端的上下方向位置。又因为采用的是半波天线阵

30、列，所以我们设计的建模方式是：发射天线采用二维平面半波天线阵列，接收天线采用一维平行振子半波天线阵列，见图3所示。可以看出，二维平面半波天线阵列实际上是由一维平行振子阵和一维共轴振子阵组合而成。图3：平行振子阵和平面阵结构根据图3，不管是一维平行振子阵列，还是二维平面阵列，统一设置：沿X轴分布的阵元数为Nx，沿X轴分布的阵元的间距为dx，沿X轴分布的阵元间激励源的相位差为x；沿Z轴分布的阵元数为Nz，沿Z轴分布的阵元的间距为dz，沿Z轴分布的阵元间激励源的相位差为z。由于半波天线阵列的方向图函数满足方向图乘积定理，所以对应的一维平行振子半波天线阵列的方向图函数和二维平面半波天线阵列的归一化方向

31、图函数分别为：F1(,)=cos(/2cos)/sinsin(Nxx/2)/sin(x/2)/Nx(1)F2(,)=cos(/2cos)/sinsin(Nxx/2)/sin(x/2)/Nxsin(Nzz/2)/sin(z/2)/Nz(2)式中x=x+kdxsincos，z=z+kdzcos。显然(1)式和(2)式都满足方向图函数的乘积定理。图4：二维平面半波天线阵列不同参数时的方向图当通信主频率与阵元数确定后，可改变二维平面半波天线阵列方向图的参数只有dx、x、dz、z。图4所示是在电磁波主频率f=6GHz、Nx=2和Nz=2，以及这4个参数改变时分别得到的不同的波束方向图。仅仅4个阵元的平面

32、半波天线阵列，就可以通过参数的调整得到在方位角方面的定向辐射波束、全向辐射波束和椭圆辐射波束，可以获得既在上倾角方面定向、又在方位角方面全向的特殊辐射波束，显然这些波束图形可以适应不同的辐射需求，其中图4D所示方向图更适合下方布局有采用同时同频双工技术的接收天线的设计方案，因为发射信号更多的是全向指向上方的全向式辐射，信号强度的零点正对着下方的接收天线，既可满足发射天线与基站间的全向式通信，又可降低或避免本地发射信号对本地接收天线的同时频强自干扰。本地接收天线阵列采用一维平行振阵，并对发射信号适当编码，使接收天线能识别本地发射信号编码，一方面可以提高接收天线对本地信号的抗干扰能力，另一方面还可

33、以采用MIMO中的接收分集技术提高接收天线的分集增益，或采用复用技术提高接收天线的复用能力。图5所示为4发射天线与14接收天线系统在发收信号采用了通用STBC编码方式后，不同信噪比下接收天线获得的误码率曲线簇。可以看出，相对4根发射天线，接收天线越多，接收信号的性能越好。在同一信噪比值（如SNR=10dB）时，每增加1根接收天线可以使接收系统的误码率降低约1个数量级。当然，接收天线数量的增加，也会增大天线间的同频干扰，为此除了要求使用 STBC编码外，还要使阵元间距dx>/2或不得等于/2的整数倍，尽量拉开阵元间距，减少阵元间的相关性。图5：4发射天线和14接收天线系统性能4面向5G的射

34、频干扰消除分析7根据移动通信原理，承载数据业务的数字信号在经过基带调制后变为模拟信号，再经过射频调制从天线发出，在这个过程中，既要产生因电子电路造成的非线性信号失真，还要引入因无线信道开放性添加的各类噪声，所以接收天线收到的信号是近端发射天线发送出去的参杂了失真和噪声的模拟信号，该模拟信号与发射端基带调制前的数字信号完全不同，与发射端基带调制后的模拟信号相比也是昨日黄花。更重要的是，在同一设备内的发射天线与接收天线因相距太近，以至于远端发射天线送来的弱信号，完全有可能淹没在近端发射天线送来的强干扰中，要想消除接收天线中的干扰信号的确不易，特别是同一设备内发射天线送来的强干扰信号。由于面向5G的

35、同时频全双工系统的天线干扰消除方式有限，作为系统内第一道自干扰消除的关键操作，射频干扰抑制就尤为重要了。因为同时频全双工自干扰是近端接收天线受到近端发射天线的干扰，所以利用近端发射天线信号直接从近端接收天线中消除自干扰的射频干扰消除方式，相对而言可以简单一些，甚至可以在射频干扰消除中采用多次消除方式。因为近端发射天线与接收天线之间的距离很小，无线环境保持固定，所以近端发射天线与近端接收天线之间的环境容易仿真。虽然QHx220模块噪声消除电路的消除能力只能达到30dBm，若能在前端增加一级环境仿真模块来进一步降低射干扰噪声，有可能在QHx220模块的基础上再次消除十几个dBm。射频干扰消除实质上

36、是利用噪声消除芯片来消除干扰，典型的噪声消除芯片QHx220可以从接收信号中消除已知的干扰信号，还能改变干扰参考信号的振幅和相位来对接收信号进行干扰匹配，但QHx220模块只能部分消除接收信号中的已知干扰信号。若能够在QHx220噪声消除级前，另外增加一级专用环境仿真模块来消除干扰噪声，使射频干扰消除经过两级处理，使其突破30dBm的上限阈值，从而较大的提高射干扰消除能力。对于基站或终端的馈线系统而言，近端的发射天线与接收天线的距离很近，且无线环境固定不变，仿真信道的传输函数和高斯噪声函数比较容易固化生成，若将其集成为一个专用环境仿真模块，使之位于传统射干扰消除模块之前，当接收信号进入射频系统

37、后，首先与通过环境仿真后的发射信号相差，理论上可消除大部分进入接收天线中的近端发射信号。图6：采用仿真模块的射频干扰消除原理见图6所示是一个简单的射频干扰消除原理框图，分为远端部分和近端部分，远端部分只标出了发射模块，近端部分标出了发射模块、接收模块和射干扰消除模块，为了仿真方便，发射模块中只有串并变换、电平变换、载波调制和线性叠加等功能，接收模块中有载波解调、滤波、判决、电平变换和并串变换等功能，射干扰消除模块中包括了环境仿真和QHx220模块的干扰消除的两重作用。可以看出，不管是远端还是近端，两个发射天线发射的信号除了信号内容和信号强度不同外，就是距离的远近不同，这两个发射天线送给接收天线

38、的信号还有较大区别，但近端部分中的发射信号因仅通过近距离的天线发射和接收，其中和之间除了天线馈线和空口信道，没有非线性有源电路，延时不大，环境仿真简单，从处取信号在处减去，当然可以获得较好的干扰消除效果。设hfar(t)、hnear(t)分别为远端发射天线和近端发射天线到接收天线间的传输函数，sfar(t)、snear(t)分别为远端发射天线和近端发射天线给接收天线间发射的有用信号和自干扰信号，n(t)为接收天线受到的高斯噪声，则近端部分的接收天线收到的信息可以表示为：r(t)= hfar (t)sfar(t)+ hnear (t)snear(t)+ n(t)(3)由于自干扰信号hnear(t

39、)snear(t)与有用信号hfar(t)sfar(t)存在部分重叠，为了从接收信号中r(t)中检出有用度信号sfar(t)，需要根据已知的干扰信息snear(t)，重建干扰信号hnear(t)snear(t)，将其消除，从而得到远端有用信号hfar(t)sfar(t)与高斯噪声n(t)的和，再通过相关阈值进行判决，解调出有用信号sfar(t)。在射频干扰消除方式中，因为仅仅局限在射频范围，后段电路没有作用信号，甚至信号还没有受到接收端的电路作用，所以(3)式的基本结构组成没有改变，如果通过环境仿真模块的作用，使得接收端中到的这段信道能够近似模拟出hnear(t)信道函数，从处提出部分近端发射信号snear(t)，理论上若将两者相乘后与接收信号相差，就可以消除接收端射频领域中的自干扰。然而现实中并非如此简单，因为自干扰信号hnear(t)snear(t)和有用信号hfar(t)sfar(t)中存在部分重叠情况，不可能在射频领域完全消除自干扰，但可以消除大部分，图7所示为理想情况下存在消除干扰信号时比没有干扰信号时大6dB，说