基于CCM的单相Boost-PFC电路的设计与仿真

1、精选优质文档-倾情为你奉上基于CCM的单相Boost PFC电路的设计与仿真摘要近年来，为了避免“电网污染”，如何抑制谐波电流、提高功率因数成了备受关注的问题，而有源功率因数校正技术正是行之有效的方法。尤其是在单相Boost型电路中得到了广泛的应用。它是在桥式整流器与负载接一个DC-DC变换器，应用控制电路的电压电流双环反馈，使电网输入电流波形趋于正弦化且相位保持与输入电压相同，从而大幅降低THD,使得PF接近于1。交流输入电压通过全桥后，得到全波整流电压，再经过MOS管的开关控制使输入电流自动跟随输入电压基准的正弦化脉动，并获得稳定的升压输出，给负载提供直流电压源。本文先简要介绍了功率因数校

2、正技术的现状与发展，着重讨论了有源功率因数校正的原理、拓扑结构、控制方式等内容，然后对控制器UC3854进行了简单的构造分析，最后设计出基于UC3854芯片CCM工作模式的Boost PFC电路。关键词：有源功率因数校正，Boost变换器，电流连续模式，平均电流控制，UC3854 ABSTRACTIn recent years, in order to avoid "grid pollution", how to suppress the harmonic current, improve the power factor has become a concern, and

3、 active power factor correction technology is an effective method. Especially in single-phase Boost-type circuit has been widely used. It is in the bridge rectifier and the load connected to a DC-DC converter, the application of the control circuit voltage and current double loop feedback, so that t

4、he grid input current waveform tends to be sinusoidal and phase to maintain the same with the input voltage, thereby significantly reducing the THD, making PF close In 1. AC input voltage through the full bridge, the full-wave rectifier voltage, and then through the MOS tube switch control so that t

5、he input current automatically follows the input voltage reference sinusoidal pulsation, and obtain a stable boost output to the load to provide DC voltage source.In this paper, the present situation and development of power factor correction technology are briefly introduced. The principle, topolog

6、y and control mode of active power factor correction are discussed emphatically. Then, the simple structure analysis of controller UC3854 is carried out. Finally, Chip CCM operating mode Boost PFC circuit.Keywords: Active Power Factor Correction, Boost converter, Current Continuous Mode, Average cur

7、rent control, UC3854 专心-专注-专业目录1 绪论1.1 功率因数校正的背景意义 世界工业化进程的加快，使得市面上用电设备的样式越来越多、它们的容量也越来越大。但是这些电器设备大都不是纯阻性负载，而是具有非线性特性的阻抗负载。因为如此，电网端输电进入这些设备后，输入电流往往会滞后电网电压，从而产生一个相位角。这样就导致了电网所供应的电能并不完全能被用电设备给利用，除去转化为有用功的部分电能，其余都以磁能的形式储存在储能元器件中而不能被释放。这就使得电网电能的利用率大幅下降。这种现象的普遍存在直接致使了电网的电能质量下跌。另外一些电力电子装置的大面积应用也使得大量谐波电流出现

8、在电网输入端，引起输入电流畸变以造成“电网污染”。然而大量建设发电站并不能很好的解决“电网污染”所造成的供电紧张问题，从成本和环保等方面来说也并不符合当下的“低碳”、“绿色”和“环保”等主题。因此，为了抑制高次谐波污染，提高电能质量，设法提高有关电气产品的功率因数就变得重要。1.2 功率因数校正的发展概述最初的PFC概念是针对线性负载而言的，这时候就不用考虑谐波失真情况，它要求输入设备的电压与电流为同频率同相位的正弦波即可。但是对于多数为感性负载的电气设备，此方式所得到的PF显得差强人意。因此为了提升PF，通常在这种感性负载两端并联电容，起移相作用，此方法被称作PF并联补偿。但是该法对于输入电

9、流波形严重失真的状况不作为，这就迫使人们探求新的PFC方案。后来，在早期的开关电源中，无源功率因数校正（PPFC）开始崭露头角。它是在直流源端或桥式整流器后添加一个LC网络，应用电感电流不能突变的特性，来增加二极管的导通角，使得输入电流失真有了较大的改善。但是该方法有其明显的劣势，即能达到的PF并不理想，而且体积庞大、成本高。后来被更为先进的，由二极管、电容、小电感等无源器件构成的PPFC电路拓扑所取代。随着对PFC效果的追求越来越高，使得输入总谐波失真（THD）达到足够低，有源功率因数校正技术（APFC）渐渐发展了起来。20世纪80年代初，飞利浦公司开发的单灯管和双灯官电子镇流器采用了由分立

10、元件组成的APFC电路，使得PF得到了0.96以上。但是其电路的结构过于复杂，因产品的成本体积问题而使其应用受到了限制。APFC的发展与电力电子器件的发展紧密相关,依托于微电子技术的飞速发展，基于控制IC的APFC技术应运而生。该技术相比之前的方法，成本、体积、校正效果等各方面都有了很大的进步。1.3功率因数校正的实现方法分类1.3.1按PFC电路使用的元器件分类按使用的变换器是否含有源器件，PFC可分为有源功率因数校正（APFC）和无源功率因数校正（PPFC）。PPFC一般是指整流桥后直接加LC滤波电路来增大导通角，进而降低输入电流失真度来提高PF。但是该种电路结构简单，且PF较低，只适用于

11、小容量电子设备。APFC则是通过专门的控制IC对输入电流进行控制，使其跟随输入电压正弦脉动，它的功率因数可以达到0.99以上，但是结构相较PPFC复杂很多。1.3.2 按供电方式分类按照供电方式不同，PFC可分为单相与三相功率因数校正电路。单相适用于小功率工作场合，三相则适合中大功率的工作场合。1.3.3 按PFC电路的级联方式分类按照级联方式不同，可分为单级PFC和两级PFC。单级PFC电路结构相对简单，其特点是PFC变换器与斩波变换器是一个整体电路且共用一个功率管，这使得电路成本较低，但是它所能达到的PF没有两级来得高。两级PFC电路一般是前级为升压变换器，后级为斩波器，它俩都由各自电路控

12、制且有自己的功率管，一般适用于大功率场合。1.3.4 按PFC电路的电路拓扑结构分类 PFC电路大致有四种基本类型拓扑结构，分别为降压(Buck)型、升压（Boost）型、降压升压（Buck-Boost）型、Cuck型。在第二章中，会为各个拓扑结构进一步做介绍。1.4 本文所做的主要工作 本文第一章为绪论，介绍了功率因数这个话题的背景意义及发展历程，并对其根据不同的方式分了类；第二章为对有源功率因数的较为详细的介绍，主要分析了APFC电路的基本原理、拓扑结构种类、工作模式及其电流控制方式的特点，使读者对APFC电路有个大致的认知。第三章涉及到了本次电路的主电路参数设计工作，先是分析了所采用的拓

13、扑结构的原理，再有依据地对每个元器件的参数进行选取。第四章是本次电路所采取的芯片介绍和其外围电路参数的选取，另外附上了Saber仿真过程中相关电路图与波形图的展示，为本次设计提供了直观生动的校正结果。2 功率因数校正原理2.1 功率因数2.1.1 功率因数的定义功率因数用来表示电路交流（AC）电源的利用率，其定义为有功功率（P）与视在功率（S）的比值，即 PF=PF=VI1COSVI=I1I×cos=cos (2.1)式中：V 表示输入电压有效值； I1 表示输入电流的基波有效值； I 表示输入电流有效值（含谐波） 表示输入电压与同相位基波之间的相位角 =I1I 表示输入电流的失真系

14、数2.1.2 功率因数与总谐波失真系数（THD）的关系 输入电流的方均根值(即有效值)的计算公式为 I=I12+I22+In2 (2.2)注：In为n次谐波的有效值总谐波失真率THD为 THD=n=2In2I1 (2.3)有I1n=1In2=11+THD2即 PF=11+THD2cos (2.4)2.1.3功率因数校正的任务由公式（2.1）可得，提高功率因数需要完成两个指标：（1）使输入电流与输入电压保持同相位，即cos=1。（2）消除谐波，使输入电流逼近正弦波，即1。此时，PF将大大提高，近似为1，从而实现功率因数校正。2.1.4电源电流波形失真原因简析 如图为采用桥式整流和大容量电容滤波电

15、路的开关型电源。由于整流二极管的单向导通性，只有当桥后输入电压瞬时值高于滤波电容的两端电压时，整流元件才有电流流过，当其瞬时值小于电容两端电压时，整流元件因反向偏置而截至。因此，桥后全波整流电压的每个周期内，只有在其峰值附近，整流二极管才能导通，从而使输入电流形成尖峰脉冲。这种尖脉冲电流里含有大量的谐波成分，直接导致了线路功率因数的严重下降。 图2-1 没有采用PFC技术的电路与仿真结果2.2 有源功率因数校正的基本原理 有源功率因数校正是当下解决谐波污染问题、提高功率因数最行之有效的方法。其原理框图如2-2所示。APFC的基本思想为：电网端输入电压通过全桥整流后得到全波整流电压，经过变换器进

16、行DC-DC变换，之后通过对MOS管的导通频率进行控制使输入电流的平均值自动追踪全波整流电压的相位变化，且波形逼近正弦波。一般来说，APFC电路具有电流环和电压环两个反馈控制环。其中，电流环为内环，其作用是使输入电流与输入电压保持同相位且波形逼近正弦波；电压环为外环，其作用是使输出电压为稳定的直流电压。 图2-2 有源功率因数校正原理图2.3 有源功率因数校正的拓扑结构常见的PFC斩波变换器主要有降压(Buck)型、升压（Boost）型、降压升压（Buck-Boost）型、Cuck型四种基本类型。图2-3给出了这四种类型的拓扑结构电路图。 图2-3 常见的四种基本PFC拓扑结构下面是各拓扑机构

17、的工作特点简括：（1） Buck型：具有降压变换功能；噪声大，滤波困难，MOS管电压应力也较大；工作在电流连续或断续模式，功率因数不高。故很少被采用。（2） Boost型：具有升压变换功能；在整流桥后有接升压电感，起到对输入电流滤波的作用且有利于电磁兼容设计；当输出功率一定时，该变换器有较小输出电流，可选用小容量输出电容；能够达到近似为1的功率因数值。它是目前应用最广泛的PFC变换器（3） Buck-Boost型：具有任意升降压变换功能，使电路输出变得灵活；并联于电路中间的电感使得输入输出电流脉动幅度增大，导致电路变得复杂；输入与输出的电压极性相反；适用于150W以下的小功率电路设计。与Buc

18、k型一样应用很少。（4） Cuck型：具有升降压变换功能；因主电路前后都有电感存在，使得输入与输出电流脉动变小，因此该变换器一般不需要添加EMI滤波器；输出电压与输入电压极性相反。也不常用。2.4 有源功率因数校正的工作模式及控制方式在APFC校正电路中，依据电感上电流的连续情况可分为断续传导模式（DCM）、临界传导模式（BCM）、连续传导模式（CCM）三种工作模式。每一种工作模式都有其自身的特点及适用范围。当APFC工作在DCM模式时，一般采用电压跟随的方式来实现功率因数校正；当APFC工作在CCM模式时，一般需要添加乘法器来采取输入电流信号进一步对开关管频率进行控制。2.4.1电流断续模式

19、（Discontinuous Current Mode,DCM）DCM控制模式主要用电压跟随的方式来实现。该方法不用对输入电压和输入电感电信号进行采样，它只要加一个输出电压反馈环便能实现电压跟随，电路中不需要使用乘法器，所以它的内环控制将会简化不少。但是这种控制方法也存在明显的劣势：输入电流存在大量纹波电流，加大开关损耗，影响整个电路的使用寿命；另外输出电压也好有大量纹波成分，直接影响后级电路。DCM通常适用于对功率因数值要求不高并且功率相对小的系统。由于小功率电路中的升压电感比较小，在MOS管的每个周期的关断时间内，电感中的储能总能全部释放完以传输至负载或输出电容上，因此电感电流出现值为0的

20、断续情况。图2-4 DCM控制原理图及电感电流波形（前为定占空比，后为变占空比）2.4.2电流临界模式（Boundary Conduction Mode,BCM） BCM控制模式一般采用变频控制，由于电感电流在两个开关周期之间存在等于零的分界点，使电感始终处于临界导电模式。该模式实现了MOS管零电流导通，且整流管没有反向恢复，功率因数高，通常适用中小功率设备。 图2-5 BCM电流型控制原理图及电感电流波形2.4.3电流连续模式（Continuous Current Mode,CCM）CCM控制模式通常适用于大功率场合（250W3000W），它选取的升压电感较大使得电感电流脉动小，流过开关管的

21、有效值也小，使输入电流总谐波失真（THD）控制在0.05内，几乎能实现单位功率因数（UPS），即PF=1。电感电流连续的控制电路一般都有一个乘法器和电流检测环路，它是样输入端的输入电流和整流输入电压信号以及负载端的输出电压信号一起调制功率开关管的控制信号，以达到输入电流跟随输入电压波形的目的。示意图如下：图2-6 CCM控制原理图CCM模式下的电流控制方式主要有峰值电流模式（Peak Current Control）、平均电流控制（Average Current Control）和滞环电流控制（Hysteretic Current Control）三种。1、 峰值电流控制峰值电流控制方式的环路

22、示意图如图2-7所示。其特点是在电感电流未达到参考基准电流值前，开关管始终为通态，此时电感电流呈线性上升状态；当电感电流上升至与基准电流值相同时，那么该点即为一个开关周期内的电感电流峰值，开关管截至，随后便线性下降等待下一个周期的来临。基准电流是根据电压放大器输出和输入整流电压的乘积决定（通过乘法器实现）。开关管的频率由定频时钟控制，不固定。电感电流峰值的包络线随着输入电压脉动，从而达到功率因数校正目的。 图2-7 峰值电流控制原理图及电感电流波形2、平均电流控制平均电流控制电路在功率开关管固定频率下工作，其电感上的电流平均值跟随参考正弦电流，如图2-8所示。首先，对输出电压进行采样，将其与参

23、考电压作为电压误差放大器VA的两个输入。随后将电压放大器的输出信号与输入整流电压的乘积（通过乘法器实现）作为基准电流与输入电流一同作为电流误差放大器的输入，该放大器的作用是平均化处理输入电流的高频分量。放大器后的平均电流误差与锯齿波比进行比较，通过驱动控制开关管的占空比，从而准确地校正电流误差。图2-8 平均电流控制原理图及电感电流波形平均电流控制的优点：（1） 有高增益的电流环带宽（2） 无电流跟随误差（3） PF可达0.99以上（4） EMI小、失真度低（5） 抗噪声干扰能力强（6） 固定开关频。（7） 适用大功率环境3、 滞环电流控制滞环电流控制是最为简单的电流控制方式。它的控制器输入端

24、有两个基准电流参考信号，作为上下限，还有个输入端用来检测APFC上的电感电流，然后将其与上下限作比较。大致过程为：当电感电流触碰到下限电流时，开关管导通，电流线性上升；当电感电流触碰到上限时，开关管立马截至，电流线性下降。它是依据工作频率来对功率管的开关进行控制。示意如图2-9。 图2-9 滞环电流控制原理图及电感电流波形优点：（1）有高增益的电流环带宽（2）动态响应迅速（3）无电流跟踪误差缺点：（1）开关频率受负载英雄较大（2）滤波电路不易设置3 PFC主电路主要元器件的参数设计3.1本PFC电路的设计指标（1）输入电压：80270V AC（2）输入频率：50Hz（3）输出电压：400V D

25、C（4）输出功率：250W（5）功率因数PF>96%（6）输入电流THD<5%3.2 Boost变换器的工作原理Boost型变换器的原理图及工作波形如图3-1所示。该主电路由全桥(为方便起见，本电路用一个直流源代替)、储能电感L、MOS管、二极管VD和滤波电容C组成。开关管的周期为T，导通时长为ton ，截至时长为toff ,占空比为D（D=tonT）。其工作原理是：当开关管为导通状态时，直流输入电压Vi向电感L充电，二极管VD因反向偏置而截至。此期间流过电感L的电流IL1是近似线性上升的锯齿波形，并以磁能形式存储在电感L中。同时，电容C上的电压向负载R供电。在此期间储能电感L中流

26、过电流的变化量为： IL1=ViLton (3-1)当开关管为截至状态时，二极管VD正向导通，电感L上的两端电压极性反置，将导通时储存的能量传输至滤波电容C和负载R。在此期间电感L上的电流IL2是近似线性下降的锯齿波形。此时储能电感L流过电流的变化量为： IL2=Vi-VOLtoff (3-2)为了达到动态平衡，一个周期内开关管导通期间储能电感L所储存的能量应等于截至期间电感L所释放的能量，这样才能为负载提供一个稳定的直流输出电压。因此就有公式 ViLton=Vi-VOLtoff （3-3）整理得 VO=tontoffVi=Vi11-D （3-4）图3-1 Boost型主电路及各点信号波形3.

27、3主电路元器件的参数设计Boost型变换器的驱动控制电路设计几乎与整个电路所要求达到的功率值无关。譬如，一个3000W功率以上的PFC电路与一个50WPFC电路的控制器几乎相同。所以，依据设定好的设计指标，我们得把输入端电压的最大最小值及其频率范围、最大输出功率等都先确定出来。3.1.1开关频率的选择 工作频率的选择一般与功率器件、效率、输出功率等级有关。通常为了减少电流失真并保持高的变换效率，开关频率必须得够高。对于本设计，折中且为了数值方便考虑，采用100kHz的开关频率。3.1.2升压电感的选择输入侧高频纹波电流大小取决于电感值，而峰-峰值纹波电流值通常为最大峰值电流的20%左右。因此，

28、只要先计算出最大峰值电流，再进一步推出纹波电流大小即可选择出合适的电感值。输入正弦电流的最大峰值出现在最小电网电压的峰值处： Ipk=2×PVin min （3-5）本设计的输出功率为250W，最小电网电压为80V，代入上式计算得最大峰值电流Ipk为4.42A。进一步得纹波电流峰-峰值 ： I=0.2*4.420.9A电感值根据最低半波整流电压的峰值、在此电压时的占空比D以及开关频率来选择： Vin=1.414×80=113.12V, fs=100kHz , D=VO-VINVO=0.71 L=VIN×Dfs×I （3-6） 由上式可得L=0.89mH，

29、取整为1mH。3.1.3输出电容的选择输出电容的参数选择主要由维持时间、输出电压纹波、开关频率纹波电流和直流输出电压等因素决定。本设计中，主要考虑的是维持时间。它是指输入端电网电压置零后，输出电压仍能保持要求范围内的时长，一般该时长为1550ms。维持时长又是输出电容、输出电压、负载最低工作电压等参数的函数。本例中维持时间对电容值得要求为每瓦输出12uF。输出电容计算公式如下： CO=2×POUT×tVO2-VO(min)2 （3-7）上式中POUT=250W, t=64ms，VO(min)=300V,求得CO=457uF,这里选用450uF的电解电容。3.1.4开关管和二

30、极管的选择开关管和二极管的选择必须要考虑到整个电路的工作可靠性和稳定性。通常，开关管的额定电流须高于流过电感的电流峰值，其额定电压须不小于输出电压。二极管与开关管的要求相同。二极管的响应要快，这样能使开关损耗减小。本例方案中，需要的是快速高压型的二极管，击穿电压为600V，反向恢复时间为35ns，正向额定电流为8A。本次设计的电路的开关损耗主要由二极管的反向恢复电流导致。4 基于UC3854控制电路的设计4.1 UC3854控制器概述UC3854是一种高功率因数校正的集成控制电路芯片，它能依靠电压电流双环反馈来使输入电流波形正弦化。该器件能最大程度地利用供电电流使输入电流失真度降到最低，可执行

31、所有PFC的功能4.2 UC3854控制器的内部结构和功能特点4.2.1 UC3854控制器的内部结构UC3854的主要构成：(1) 电压误差放大器VA(2) 模拟乘法器M(3) 电流误差放大器CA(4) 固频脉宽调制器(5) RS触发器(6) 7.5V参考电压 (7) MOS管栅极驱动器 图4-1 UC3854内部结构框图4.2.2 UC3854控制器的功能特点UC3854适用于升压型功率因数校正电路的CCM工作模式，它是采用恒频控制的平均电流控制方式， 95%的最大占空比，单信号输出，软启动，有输入电源欠压保护和输出过载保护功能。它的控制PF能达到0.99，THD<5%，适用于全球电

32、网电压（80270V），有高精度基准电压和精度的参考电压。其各引脚功能如表4-1所示。引脚号引脚符号引脚功能1GND接地端：电压测量均以该脚为基准。2PKLMT峰值限流端：该脚门限电流为0V，电流感测电阻负端与其相连。3CA out电流放大器输出端：该脚检测并放大输入电流，向PWM控制器发送校正信号。4Isense电流放大器反相输入端：用于输入电流信号取样，其信号为负，引脚电压不低于-0.5V。5Mult out乘法输出端与电流放大器的同相输入端6IAC乘法器的AC电流输入端：作用为检测整流输入电压。 7VA out电压放大器输出端：该脚可调节输出电压。 8VRMS有效值电压输入端：整流输入电

33、压由电阻分压后加到该脚，一般为1.5V至3.5V之间。9VREF参考电压输出端(7.5V)：可为外部电路提供10mA的电流。该脚与地间接一个0.1uF的电容。10ENA使能比较器输入端：通常接一个+5V电压。11Vsense电压放大器的反相输入端：主电路的输出电压经分压后加至该脚，该脚与电压放大器输出端还需添加RC补偿网络。12Rset该脚到地接一个电阻用作振荡器充电电流和乘法器最大输出电流接入。13SS软启动端：与电压误差放大器同相端相连。14CT振荡器定时电容接入端：可据此设定振荡器频率fosc。15Vcc正极性电压源：该脚单通门限为16V，为吸收MOS管栅极电容充电时产生的尖峰电流，该脚

34、到地需接一个旁路电容。16GTDRV栅极驱动电压输出端：该脚用来输出电压来驱动MOS管。设计时一般在该脚至栅极间串入个大于5k的电阻，以免输出电流过载。表4-1 UC3854引脚功能介绍4.3 UC3854控制电路各参数设计4.3.1 电流感测电阻的选择电感电流检测有两种方式。一种是在变换器到地之间接一个检测电阻Rs，另一种是使用电流互感器。本例选择前一种方式。该检测电阻的要求为两端产生的电压信号够小但不能产生过大能量损耗，又得够大以防止噪声干扰，因此1V压降是个不错的选择。考虑到最大峰值电流（算上纹波）为 Ipeak max=Ipeak+I=4.42+0.9=5.32A （4-1）这里选取0

35、.25，最坏情况下也只能产生1.4V左右的压降。4.3.2 峰值电流限制当电感电流的瞬时值电流超过峰值电流的最大限制值时，引脚2被拉至负电位，使开关管截止。该限制值由参考电压到电流感测电阻间的分压电阻选取所决定。分压电阻Rpk1的值一般取10k，该款芯片的Vref为7.5V。分压电阻Rpk2计算公式为： Rpk2=VRSRpk1VREF=1.4×107.51.87k （4-2）式中， VRS是感应电阻 Rs两端电压。流经Rpk2的电流大约为1mA ，峰值电流限值为5.6A，Rpk2取1.8 k。另外此电路可加个小电容 Cpk来抗噪声。4.3.3 前馈电压信号 平方器工作的电压区域为1

36、.4至1.5V间,VFF是其输入电压。前馈电压VFF由于内部的钳位作用被限制在4.5V。输入电压的分压电路有3个电阻RFF1、RFF2 、RFF3 和两个电容 CFF1、 CFF2构成,它们将作为两个输出滤波器。这些电阻和电容形成一个二阶低通滤波器，使得其直流输出是和半波输入电压的平均值成正比的。平均值是有效值的90%，如电网的有效值为220V，它的峰值为311V,平均值为198V。 VFF分压器需满足两个直流条件。在高输入线路电压下，VFF须小于4.5V，否则VFF将被钳制而使前馈失去了它的作用。在低输入线路电压时，VFF须等于1.414V，这就得靠分压电阻实现,如果小于这个值，内部限流器将

37、使乘法器输出保持恒定。本设计中，分压电阻RFF1为910k，RFF2为91 k，RFF3为20 k。当为最大电网电压270V 时，直流均值是243V，此时VFF的最大值为4.76V；当为最小电网电压80V时，直流均值为72V，此时VFF为1.41V。4.3.4 乘法器的设定乘法器是APFC校正电路的核心器件。其输出直接与电流环路挂钩,进而能控制输入电流的波形状况,从而来使功率因数得到提升。乘法器的设计顺序与一般电路设计的由输出再决定输入条件不同，它是必须由输入端开始设计。它同时具有三个输入信号：控制电流IAC（引脚6）、前馈电压有效值VFF（引脚8）、电压放大器输出电压VVEA（引脚7）。电流

38、Imo（引脚5）作为乘法器的输出电流： Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2 （4-3）式中，Km=1，IAC是整流电压的控制电流，VVEA是电压放大器输出信号，VFF为前馈电压。4.3.5 乘法器的输入电流乘法器的工作电流来自通过RVAC的输入电压，乘法器在相对高电流下的线性度较好，但是推荐的最大电流为0.6mA。当处于电网最高电压270V时对应的峰值电压为382V,IC引脚6电压是6V，设置为620k的RVAC能通过最大电流值为0.6mA。由于引脚6的电压是6.0V,当输入电压VIN为0时，需要在添加一个偏置电流,即在参考电压VREF和脚6之间间接1个电阻Rb1，这样能使得IAC就提

39、供较小偏置电流，Rb1=RVAC4，取150 k。4.3.6 乘法器的输出电流 Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2 （4-4）乘法器的最大输出电流Imo发生在电网最低电压（80V）的波峰处。而此时整流电压控制电流为： IAC=2VIN minRVAC=2×80620k=182A （4-5）上式中，VVEA为5V,VFF2为2，则Imo最大值为365uA。Imo小于两倍的IAC。电流Iset为乘法器的输出电流提高了另一个限制点。Imo小于3.75RSET，对本例而言，最大值 RSET=10.27k，取10k。乘法器输出电流Imo必须与一个和电感电流成正比的电流进行加成，才可以构

40、成一个电流反馈环。该功能的实现将由串接在乘法器输出端与电流感测电阻间的Rmo完成，而乘法端器输出端将成为该加成的求和节点。 ImoRmo=iLRS （4-6）上式为Rmo的约束方程。感测电阻Rs为0.25,电感电流峰值限制在5.6A，那么根据关系可得Rs两端的峰值电压为1.4V。另外乘法器的最大输出电流为365A，因此求和电阻Rmo为3.84k，取3.9k。 4.3.7 振荡器的频率定时电容CT及电阻RSET的大小决定了振荡器的频率。电容计算公式为： CT=1.25RSETfs （4-7）式中，开关频率fs为100kHz，RSET是10k，所以CT为1.25nF。4.3.8 电流误差放大器的补

41、偿(1) 电感电流下降时感测电阻的两端电压为： Vrs=VO×RSL×fs=400×0.250.001×=1.0V （4-8）此电压必须为定时电容两端电压Vs的峰-峰值，则Vs=5.2V。误差放大器的增益为： Gca=VsVrs=5.21=5.2 （4-9）(2)反馈电阻，设Rci=Rmo=3.9k Rcz=Gca×Rci=5.2×3.9=20k （4-10）(3)电流环的穿越频率： fci=Vout×Rs×RCZVS×2L×RCI=15.7kHz （4-11）(4)选择CCZ ，在环路穿越频率

42、处设置零点。 Ccz=12×fci×Rcz=12×15.7k×20k=507pF （4-12）此处取620pF。(5)选择Ccp ,极点必须在fs/2上 Ccp=122×fcs×Rcz=12×100k×20k=80pF （4-13）此处取62pF。4.3.9 电压误差放大器的补偿 (1)输出纹波电压由下式决定，式中fr是2次谐波的频率为120Hz： Vo(pk)=Pin2fr×Co×Vo=2502×120×450uF×400=1.8V （4-14）(2)放大器增益的

43、设置：Vo(pk)必须降至电压误差放大器输出所允许的纹波电压，这就得设置误差放大器在2次谐波频率点上： Gva=Vvao×1.5%Vo(pk)=4×0.0151.84=0.0326 （4-15）(3)反馈网络的数值：取Rvi为511k， Cvf=12fr×Rvi×Gva=12×120×511k×0.0326=0.08F （4-16） 此处取0.047F(4)设置分压电阻： Rvd=Rvi×VrefVO-Vref=511k×7.5400-7.5=9.76k （4-17）此处取10k。 4.3.10 前馈电压

44、滤波电容前馈分压器的电容将决定VFF对交流输入电流的3次谐波失真的影响。整流线电压2次谐波含量为 66.2%。THD是总谐波失真允许百分比1.5%。所以，衰减量为： Gff=THD%66.2%=1.5%66.2%=0.0227 （4-18）求极点频率fp，fr是2次谐波的纹波频率： fp=Gff×fr=0.15×120=18Hz （4-19） 选择Cff1和Cff2： Cff1=12×fp×Rff2=12×18×91k=0.097F （4-20）此处取0.10F。 Cff2=12×fp×Rff3=12×18×20k=0.44F （4-21）此处取0.47F。4.4 UC3854的仿真电路及仿真波形展示 图4-2 基于UC3854的Boost PFC仿真电路图图4-3 电感电流与全波整流电压图4-4 220V输入电压和输入电流图4-5 电感电流和MOS管栅极驱动电流图4-6 400V直流输出电压图4-7 全波整流电压零点附近的电感电流图4-8 全波整流电压峰值附近的电感电流图4-9 输入电流总谐波失真THD 图4-10 输入电流与输入电压相位延迟时间小结：(