射频电路的设计彭满刚

1、 射频（电源）电路的设计方案报告 目录一、总体的射频电路设计方案结构图-1二、ADC 和DAC的设计-1三、 电源的设计-11四、 QPSK射频电路设计-RF接收电路的设计-34五、 QPSK射频电路设计-RF发射电路的设计-58六、 PLL电路的设计仿真-82七、对前面的设计的优化和修改-104 说明本报告为QPSK射频电路设计，数字电路部分，算法部分，和FPGA的代码部分正在整理中。很多地方的格式没有整理好，还请见谅！ 设计者：彭满刚一 ，总体方案设计总体的射频电路设计方案结构图。 上半部分是接收部分，频率为902.5MHZ, 经过LNA放大后,再经过两级变频最后得到5MHZ的大小中心载波

2、的信号。 下半部分是发送部分，5MHZ的中心频率经过两级变频后，变为中心频率为942.5MHZ频率的载波信号，最后经过驱动器和PA的放大送入到双工器到天线。二、 ADC 和DAC的设计。I ADC的设计：ADC我们选择AD92141、AD9214的datasheet参数分析和说明。供电电压在2.7-3.6v之间。 输入电压，差分的在1v p-p 单端的在2v p-p,在65MPS和105MPS下的功耗为190mw 和 285mv功能结构图的描述。差分输入阻抗等，输入差分电阻为20KR,差分电容为5PF极值的描述数组输入和输出电压要求。管脚定义OR：输入模拟电压范围的指示，当输出为H时，说明输入

3、电压超过了AD的转换范围。DFS/GAIN：输入输出的格式选择和输出增益模式选择。它的输出格式和连接方式有关，下面给出。REFSENSE：ADC参考电压的模式选择，REFSENSE接AGND时，属于内部提供1.25v的参考电压，REF为输出型。 REFSENSE接AVDD时，属于外部提供1.25v的参考电压，REF为输入型REF：参考REFSENSEAGND：模拟GND. AVDD：模拟供电端AIN+,AIN-：差分输入端，差分输入阻抗给出时20KR.,差分输出电容为5pENCODE：时钟的输入端口。PWRDN: 输出下拉模式选择位，当L时，选择输出接10K的下拉电阻DGND: 数组GNDDr

4、VDD:数字输出电源供电D0-D9:COMS输出adc。一般在输出端口串联电阻，以减小和输出端口的不匹配度，这和输出大接收端的线的特性阻抗匹配，原则上保持第一次输出到线端不反射，或反射很少为原则。2、对ADC匹配方式的研究和匹配工作首先我们确定一运算放大器到ADC的匹配方式，以及在此期间的信号波形的幅度变化。这里随便选取一个单端的放大器，频率和输出阻抗不做要求，一般放大器的输出阻抗比较低，它可以看成一个电压源，负载在一定大小变化的时候，输出波形的放大幅度都不会改变。在放大器输出端口串联一个电阻和内阻相加作为放大器输出端的阻抗，也就是放大器输入端的阻抗，这里取200R, 负载端的阻抗为1k首先选

5、择1MHZ的匹配电路输入端阻抗为200，输出端的阻抗为1000对于匹配过程中波形变化的仿真。从仿真的结果可以看出，1点的电压比8点的电压低，这是由于在这个频率点上前后端的阻抗匹配，信号的功率输出无损耗的向外传输，这样输入端的阻抗比输出端的阻抗小，这样在功率边的情况下电压必然要升高。用ADS设计输入阻抗为200，输出为1000的滤波器差损在2.5db左右，这会对信号的功率进行衰减，匹配度并不是很好，但要做到这个带宽，只能损失一点差损。这里前后匹配是由于滤波器在低频点上相当于输入输出电阻直接相连的特性。它的差损大也是用于这点所造成的。所以在放大器能驱动的能覆盖的频率范围和滤波器能覆盖的频率范围内。

6、两点之间的大小都是相等的。接下来就可以应用以上的结论对本设计中的放大器的匹配做设计了。在设计时还是采用先单端设计，然后转为差分设计的方法。首先在输出端上串联200R的电阻，在输出端上加上下分压的2K电阻，这样就可以输出的阻抗做成1000R。这个滤波器的结果已经在前面看到。下来我们就来完成单端转差分的过程。 单端的S参数扫描 S参数扫描结果 双端的S参数扫描 S参数扫描结果把后端的负载阻抗加大，来模拟ADC的输入阻抗，同时加上下拉，等于1K的分压电阻并联 双端的S参数扫描 S参数扫描的结果验证可以发现，输入电阻获得的能量减小，但电压应该不会有所变化。最后加入，把前端的负载给为放大器的输出负载。

7、双端S参数扫描 S参数扫描的结果最后在输入端留下一个位置，和输入阻抗并联，可以选择电容和电感，来消除电容后电感的分量，最终的匹配电路完成 最终确立下来的电路。 最终连接号的电路II DAC的设计：DAC我们选择AD97401、 AD9740的datasheet参数分析和说明分析说明一些常规的指标：3.3v供电和 1.2v的内部参考。功能的框图：输出的一些特性，输出电阻为100k，电容为5P,这里可以看成一个电流源参考电压输出型（属于内部参考） ，输入型（属于外部提供参考）。芯片的供电需求。输入的一些参数管脚说明DB9- DB0:数字信号的并行输入端口。输入电容一般在5pNC:空引脚；SLEEP

8、：掉电控制；当为H时让芯片进入睡眠模式，当为L时自动的回复正常的模式。REFLO：当为内部参考的时候接地。为可选参考的时候接ACOM.REFIO:参考的输入输出。在内部参考的时候接地0.1u电容FS ADJ：接输出电流控制电阻 i=32*Vrefio/RACOM:模拟地。IOUTB:输出b端。IOUTA：输出A端。RESERVED：保留。AVDD：模拟供电端口MODE：输入数据模式选择。DCOM：数字GND.DVDD:数字供电端口。CLOCK：时钟信号入口。内部的参考电压模式， 输出差分信号计算公式。最终选择上图参考电路的变形 三、 电源的设计I、 开关电源的设计1、设计指标和选型参数要求：V

9、in,min=10V 最低输入电压Vin_max=30V 最高输入电压Vout=5V 输出电压Vripple=0.05V 电压纹波输出电流在1us内从200MA到5A，输出电压最大下降为200MA 电压的瞬态阶跃Iout_max=5A; 输出的最大电流Fsw=250khz 输出的开关频率输入电流的最大纹波为 15ma根据matlab中的公式计算。选择电流纹波为10%; 输入各个参数，得出以下的结果Dmin=0.16667 Dmax=0.5Lout=3.333*10-5F0=24656由此，选择电感的大小为33UH，环路增益截止频率为15khz。再次输入参数流过电容的有效值为Icou_rm=0.

10、145796V,由此得到的电容为Cout=220UF在选择电容的时候要考虑到电容的Resr<1/2*pi*fc*Cout. 这样用于限制Resr对纹波造成的影响。选择ESR小的电容器，这里选择三洋公司生产的os-con系列电容，具体参数如下C=560UFIC,rms=1.6，Resr_low=13mResr_high=16m再次输入参数得出Resr=16m<1/2*pi*fc*Cout.=18.9m2，电流检查电阻的选型，要限制电流检查电阻两端的电压大小在100mv左右，这样才可以减少由电阻产生的损耗。 Rsense=100mv/5=20m2，交流分析计算ESR产生的零点频率和LC

11、谐振频率得出fz_low=17.8khzFz_high=21.9khz可以看到，这些零点频率处于相当高的位置，他们对15khz出的相位提升没有帮助F0=1.17khz以下为平均模型下的电路仿真斜率补偿的运算：采用简单的运算补偿，补偿大小为50%；电感的下行斜率为 Soff=Vout/L=5/33U=151ma/us通过检测电阻把电流换算成电压： Soff=0.151*20=3mv/us 50%的斜率补偿就是1.5kv/s.在此流出一点余量，我现则补偿为2kv/s;对功率级进行相位增益的扫描得：在交叉频率15khz处，增益为-2DB,相位为-63DB,运用反馈放大器2的就k因子补偿的方法对电路进

12、行设计，扫描环路增益和相位如下。15kh=0.5DB ,相位为85，不存在产生振荡的危险。经过上面的计算,得出了R2=14K, C2=282PF, C1=2.2nf。3 瞬态分析： 采用通用电电流反馈芯片模型进行分析： 在进行瞬态分析之前，先来确定降压变换器的约束条件输入参数，得到MOSFET, 二极管，电容的参数选型。MOSFET先用通用的模型代替，二极管选择MBR845,补偿公式为(R8=Sramp*R6)/(Mr*Soff) R6=1K, Sramp=625mv/us Mr=50%求得R8=350K;仿真Vout波形，发现有过冲的现象，这样在以后的处理中加上缓启动来解决这个问题。 对仿真

13、的结构放大的到的纹波为0.005V,完全满足设计的要求V（sense）的输出波形，补偿后的电压值大概维持在5*15=75mv再加上补偿的电压值为80mv左右V(current)的波形，由于二极管的原因有很大的过冲，在V（sense）点加上电容将此消除。V(BBB)的波形，为频率为250khz，峰值为2.5V的锯齿波。 V(err)点的波形，在过冲之后，维持在250mv左右。I(L1)的电流对I(L1)放大以后的波形，纹波维持在0.3A左右，满足设计前的要求。I(cout)的波形，过冲，电流值和电感过冲一样，超过了电感和电容的承受范围，后边要进行处理。放大后。选择芯片UC1846,设计的原理图如

14、下 UC3846的原理框图 UC3846的软启动和系统复位功能。Shutdown 引脚接地就可以去掉复位功能 。软启动调整R1,R2和C的大小就可以调整软启动的时间震荡频率和锯齿边下跳的时间设置。补偿电路的设计和仿真此结构模拟模拟UC3846模型中的电流差动检测放大器（U10）和同时在电压反馈的输出端加上电流反馈的谐波补偿，反馈的路径为BBBB到err。 锯齿波先经过分压，在经过三级管的反向1倍放大到被反馈端。谐波补偿有两种方法，（1）：把锯齿波的 V/n加上电电流检测的电压输出上，。 （2）：把锯齿波 电压反馈的输出电压减去V/n；V（ccccc）的波形，由于放大了3倍，大概为240mvV(

15、err) 的波形，大概也在240mv最后得出UC3846的原理图为4、 针对输入电流纹波的要求加入前端的滤波器。降压电源电流检测电阻的电流ipeak=2.2A,降压电源电流检测电阻的电流Iavg=2.2A,降压电源电流检测电阻的电流Irms=3.6A,对上述参数第一次输入，得到如下结构得到的LC截止频率为20.6khz，我们在此基础上选择f=1.5khz，选择L=10UH,再次输入参数得到,Iac=2.99Arms,这个值很大，现在的目的就是为了减少这个值的大小。得到的C=7.2UF，查的L和C的几声元件参数为rcf=20m，rlf=10m。把这些参数输入|Iin/Iout|=5.8m<

16、15m/2.2=6.8对L,C,R_L,R_C进行zoumax的仿真仿真原理图仿真都确定在谐振频率处的阻抗为10左右 输入确定的L,C,R_L,R_C参数，仿真原理图加入Cdamp和Rdamp得到谐振处的阻抗将为原来的1/10把这个滤波电路加到电路的输入端输入电流波形为放大后发现纹波大于15m，说明设计不能满足要求，可以通过限制更小的纹波来从新计算设计滤波电路的参数，这里属于初步设计就不再重复。加入滤波电路后，就可以改善开关动作对外界的干扰。5、缓启动电路在很多地方我们发现上电的瞬间会有很大的电流冲击，这很可能造成电感电容的损毁，这里我们设计出换启动电路来改善的个状况。缓启动电路分析分别截取A

17、、B、C点启动波形，看看此缓启动电路，如何工作以及得到缓启动时间的公式。 图8 A点波形图8是C1、R2组成的充电过程形成的波形，C1经过5时间由0V充电到26V，C1、R2组成的电路在启动的瞬间使D1二极管导通，同时使C2、R3回路迅速充电。C2、R3充电回路时间很小。 图9 B点波形 图10电容C2波形图8、图9分析，C2、R3充电回路使C2充饱和后，D1二极管截止，C2、R3、R4组成的新的放电回路开始放电，当B、C点之间压差等于Goff（MOSFET开启电压4V）时，MOSFET开始临界导通，这时B点电压以很小幅度缓慢变化，可以看到电容C2以线性曲线放电，当B、C点之间压差大于Goff

18、（MOSFET开启电压4V）时，MOSFET完全导通,C2电容继续充电。电容C2以线性曲线放电过程中，MOSFET、R4组成的负反馈电路，使得C2放电电流维持恒定，当MOSFET完全导通后，反馈电路平衡打破。图11 C点输出电压波形可以看到，输出电压是线性增加到26V，缓启动的时间大约2.6ms。图11 C点波形那么在设计中如何得到想要的缓启动时间呢？缓启动有效的时间正好时负反馈电路达到平衡的时间，在这个期间，C2的放电电流维持恒定。从公式iCdu/dt （1） 分析：i（VinGoff）/R4 (2)C= C2 (3)du= Vin-Vd2+G0ff （4）把(2)、(3)、(4)代入(1)

19、中可以得到dt的时间。这里我们只要改变R4、C2就可以得到想要缓启动时间，当然这个时间还可输入的电压有关系，输入电压越高缓启动时间越短。再来分析下负载不同时，缓启动电容的输入电流的变化。见图12、图13。可以看到，不管阻性负载26欧还是容性负载220uF，输入电流变化的时间都是恒定的2.6ms，对于容性负载，输入冲击电流大约在3A。 图12 阻性负载输入端电流波形图13 容性负载输入电流波形对比两种缓启动电路，可以得到结论第一种缓启动电路，延缓的输入和输出之间导通的时间，但是开启di/dt中dt，不能很好控制。对于容性负载还是起到减缓冲击电流的作用，但是缓启动时间不可控，冲击电路大小也不可控。

20、第二中缓启动电路，通过分析，可以运用公式定量控制缓启动的开启时间，对于容性负载缓启动冲击电流，也可以运用公式来分析解决。在对第二种缓启动电路分析中发现一个问题，仿真的环境中输入电压为26V，在实际应用中能否用到26V或者更高的输入电压呢？通过B点电压的分析，MOSFET最后栅源极之间的电压差会达到26V，这个在实际MOSFET中是不能忍受的，因为常规的MOSFET栅源极最大电压差为20V，超过了有可能造成MOSFET损坏，因此在18V以下的系统可以使用，超过20V此电路存在问题。能否经过改进使得第二种电路运用在高电压得系统中呢？对比两种电路，在第一种缓启动电路中，为了在26V系统中使用，VGS

21、之间增加了稳压管进行保护。根据这个启示，也同样在GS之间增加13V的稳压管再次仿真：可以看到输出波形没有变化，只有B点波形在增加了稳压管后，稳态维持在13V左右，选择合适稳压管，第二种电路可以运用在60V系统中。最终得到的电路图为II LDO的设计选择LM1085从上面可以看出1.5V的压降提供3A的电流。考虑到外部电阻的精确度问题我们在转3.3V时用 最终我们确立了电路为四、QPSK射频电路设计-RF接收电路的设计 下图给出了RF接收部分的架构图I LNA1和LNA2的设计。1、在RF接收架构中的位置。2、要求：工作频率:902.5MHZ. 噪声系数：NF<0.5 增益：30DB-33

22、DB VSWRIN<1.5,VSWROUT<1.5 这里我们选择30db-33db的放大，加上16db的衰减器把输入信号-30dbm- -15dbm控制在0dbm3dbm附近。3、LNA设计：这里LNA1我们选择ATF54143,LN2选择MGA-52543。 3.1.对ATF54143datasheet的阅读和分析： 频率范围在0.45G-6G 2G放大时的指标，有着很好的噪声系，频率范围和P1DB,OIP3.比较理想的增益。给定的一下极值范围。 在900MHZ时的噪声系数，我们控制Id的范围在20ma-40ma之间，VDS在3V-3.5V之间都比较不错。 不错的增益大小，在90

23、0MHZ时 P1DB这里的要求不高。3.2 atf54143低噪声放大器的设计 静态点的扫描 偏置电路的设计这样VGS=0.5-0.54之间， VDS在3V-3.5V之间。Id在20ma-40ma之间。 偏置电路如下图得到的偏置电路满足要求经过多次的仿真和优化得到。如下电路图仿真结果 S11, S22 S11,S22,S21 噪声系数 K值3.3 MGA-52543datasheet的阅读和分析频率在0.4G-6.0G 给定的OIP3, P1DB等参数。在0.9和1.9的参考值。给定的一些测试结果3.4 MGA-52543的设计 得出的最终电路 回波 S11, S22 增益和回波 S11, S

24、22,S21 K值 噪声系数由于MGA-52543的输入端阻抗对输入的稳定性回波由很大的帮助，所以这里我们对两级放大进行匹配后的级联方式来做。3.5 级联后的原理图 两级串接得到的原理图 LNA1+LNA2+衰减器电路II 高频滤波器为了减小噪声和抑制谐波失真带来的干扰，我们在它的LNA的后面加上BPF=902.5MHZ的滤波器 这里我们选择台湾嘉硕的902.MHZ滤波器，TA0992A。1 对TA0992A datasheet的阅读和分析。从中可以看出差损在2.55-3.3db的范围，同时也发下VSWR的大小在1.6-2.2上，这样我们在拿到saw的滤波器时先对它做S参数扫描，把前后级匹配到

25、50R. TA0992A的差损测试结果 S11和输入VSWRS22和输出VSWR S11 和 S22参数滤波器和其前后的匹配电路。III 初级混频下变频LO的输入频率为714.5MHZ,最终我们选择LT5522，RF=902.5MHZ LO=714.5MHZ, IF=188MHZ.1 对LT5522 datasheet的阅读这里给出了电路的输入IIP3,在900MHZ时为25dbm，这就决定最大的RF功率为25*2/3=16.6dbm左右。供电的电压这里我们选择5V.这是最大的输入范围，这里我们将采用5V供电，LO和RF的最大输入功率到时10dbm，为了线性度的考虑，我控制RF的输入最大在4d

26、bm左右，考虑减轻后端的放大电路的负担，同时考虑线性度。考虑到增益的衰减1DB，不匹配带来的问题等等衰减1-3DB，滤波器衰减2-3DB,送入下一级混频的功率大概在-3DB- 0DB输入输出频率的范围以及在以及回波损耗，以及RF到LO的隔离度增益，泄露，输入input 1db等等。有用的设计图标作为本设计的参考。这里我们让LO的输入功率在-9dbm- -6dbm的范围内。这里对管脚定义加以说明Nc：未连接，一般接地来增大LO-RF，LO-IF的隔离度RF+,RF-:RF差分输入信号。EN:使能引脚,为H时开始工作，为L时不工作。VCC1:LO缓冲器的引脚端供电。VCC2:偏置电路电源电压引脚端

27、。GND:接地引脚端。IF+,IF-:差分中频信号输出端口。LO+,LO-:LO差分输入端口Exposed pad：裸露焊盘，整个IC的接地回路。2 LT5522的电路匹配设计2.1 RF输入阻抗的匹配RF的输入频率在902.5MHZ，这里取900MHZ的输入阻抗 28.6+j*26.1进行电路的优化，得到最后的参数值 增益和回波 S11,S22, S212. 2 IF输出端口进行匹配在此处先用变压器MABA-010143-FLUX18进行阻抗转换，得到50R的匹配用阻抗对输入阻抗特性进行扫描得到S参数 进行S参数扫描的内部结构图 得到188MHZ出的S22参数进行匹配并转化成差分的结构2.3

28、LO的输入阻抗匹配输入阻抗。根据输入阻抗的变化规律，我们在这里估算714.5MHZ的输入阻抗为41-j*17.匹配值优化仿真结果到此5522的匹配完成。最终得到的电路为IV 混频的输出滤波器这里我们选择台湾嘉硕的188.175MHZ滤波器，TA0575A对TA0575A datasheet的阅读：这里给出了差损为-1.62- -2.8 这样我们在拿到saw的滤波器时先对它做S参数扫描，把前后级匹配到50R.最终得到的匹配电路为在实际中对此调整，得到最好的匹配方式。V 二次变频的设计这里我们选择LT55261. LT5526 datasheet阅读和分析。 RF=188MHZ. LO=183MH

29、Z. IF=5MHZ.这些说明了5526，可以应用到低频段的下边频中。 输入IP3基本上确定了RF的输入范围最大功率在16.5*2/3=11dbm.增益在可以维持在0db以上。这是最大的输入范围，这里我们将采用5V供电，LO和RF的最大输入功率到时10dbm，为了线性度的考虑，我控制RF的输入最大在0dbm左右，考虑减轻后端的放大电路的负担，同时考虑线性度。这里给出了输入输出的频率范围和输入输出的回波损耗。频率范围决定了可以应用在低频段。 回波损耗决定了输入输出的匹配都比较的容易、这是datasheet上面给的在RF=-15dbm，LO=-5dbm时的功率 给出的RF 到LO的隔离，增益，泄露

30、，INPUT 1DB等的参数。这个测试报告对本设计由一定的参考价值，我们这里送出的LO的功率大概在0dbm的时候比较合适，这里我们向这个值来靠近。这里对管脚定义加以说明Nc：未连接，一般接地来增大LO-RF，LO-IF的隔离度RF+,RF-:RF差分输入信号。EN:使能引脚,为H时开始工作，为L时不工作。VCC1:LO缓冲器的引脚端供电。VCC2:偏置电路电源电压引脚端。GND:接地引脚端。IF+,IF-:差分中频信号输出端口。LO+,LO-:LO差分输入端口Exposed pad：裸露焊盘，整个IC的接地回路。2、5526的阻抗匹配设计2.1，RF输入阻抗匹配根据上面的输入阻抗，我们可以推断

31、，在188MHZ时，的输入阻抗为 28.3+j*2.7首先用变压器1：1的MABA-007871-CT1A40。对RF做单端转差分的转换。接下来对此处的阻抗进行匹配的设计。变压器的相位相应。进行匹配设计对此优化，并转差分为 差分阻抗匹配 S11,S22，S21等参数2.2、LO的匹配设计根据给定的输入阻抗，我们推断在183MHZ时的输入阻抗为65-j*20.接下来我们依照这个参数进行匹配优化后得到 阻抗匹配扫描图 S11和S222.3、进行IF输出口的匹配这里先对输出结构的阻抗进行扫描得到S22. S参数扫描原理图选取5MHZ时的S22对应的阻抗 对电路进行匹配 扫描S参数的结果S11,S22

32、,S21 对此进行优化，得到的结构为 最终得到的后端采用M/A-COM ETC4-1-2进行匹配把200R的阻抗转化为50R到此5526的匹配设计完成最终得到的匹配电路为VI IF接收端滤波器和AGC 这里我们选择ADRF6516作为接收和发送的公共部分做AGC控制。1 对 ADRF6516 datasheet的阅读和分析总的描述包括滤波器和VGA,双路的，频率范围为1MHZ-30MHZ.增益控制50DB,数字增益控制15DB,3.3供电，spi传输数字增益控制和滤波器截止频率控制，3.3V供电结构图，这里把它用到ADC的前端驱动，和DAC的输出滤波和增益控制。增益的控制范围 最大的输出电压极

33、值范围管脚定义VPSD:数字输入供电端。COMD:数字端的GND.LE:SPI信号的锁存。CLK；SPI 的CLK;DATA:SPI 输入数据 SDO:SPI输出数据COM:模拟GNDVPS:模拟信号供电端。INP1,INM1,INP2,INM2:模拟差分信号输入端口，输入阻抗为1600；DFDS:偏置补偿端禁止。H为禁止。OFS2, OFS1：补偿电容接口。OPP2, OPM2, OPM1, OPP1VOCM:输出偏置GAIN：增益控制电压VICM:输入偏置电压。ENBL:芯片工作允许端口EP:：中间的大焊盘，接地。 增益控制电压和增益大小的关系 增益的误差。数字增益控制 P1DB 群延时随

34、带宽增加而变好 噪声2 接收部分的输入匹配接收信号的输入匹配，先用MABA-010143-FLUX18做阻抗变化，把50R变为400R,1:8的变压器。因为输入端的阻抗是1600R,要得到400R的输入阻抗，我们用ADS来分析 . 匹配电路设计 匹配的扫描结果输入匹配电路 到此RF的接收电路到此完成。五、 QPSK射频电路设计-RF发射电路的设计 发射电路的架构图I 输出低通滤波器+AGC我们选择的是ADRF6516，这里只进行输出端口到初级上变频的匹配。我们由上一节可以知道ADRF6516的输出差分输出阻抗为30R。II 初级上变频的电路a) AD8343混频器的分析。一些基本的描述：包括供

35、电电压5V， 功能结构图频段，DC-2.5G.输入IP3. LO驱动的功率-10dbm。一些输入特性一些输出特性。LO的输入特性。接入的R3,R4值一些极限值管脚定义：INPP,INPM:差分输入引脚端，需要直流偏置，采用ac进行耦合。OUTP,OUTM:集电极开路的输出端，需要直流偏执，采用ac耦合。PWDN：低功耗控制接口，连接该引脚到GND为正常模型，连接该引脚到电源为低功耗模式。DCOL:为LO驱动器裂解偏置退偶电容。COMM,连接到低阻抗的接地板。下来进行AD8343.的匹配电路设计。2、 这里拿出一小节对变压器进行研究 首先进行变压器匹配的研究。上变频AD8343 0-2.5GHZ

36、下对这个混频器的输入输出进行ADS匹配的仿真首先对LO到LOIP和LOIM的信号进行从单端向差分的转换，这里通过加入一个平衡和不平衡变压器的转换，要求输入和输出口的特性阻抗都为50R,由于二次混频的LO频率为165MHZ,根据这个频率选择器件，放宽要求，这里选择MA-COM的MABA-007871-CT1A40。首先对模型进行S参数的扫描 变压器传输特性扫描 变压器S参数扫描得出的S参数很不错在160MHZ附近，S11，S22大概为29.3DB,S21,S12大概为0.097DB.同时发现在1.5GHZ内，这个器件的传输属性也保持的比较平稳，可以考虑在以后1.5GHZ50R的特性阻抗时，选用这

37、个器件。加上电容后，再次进行扫描 变压器传输特性扫描 变压器S参数扫描 基本上没有什么影响，但这里发现高频的抑制不够，这个要在后面设计PLL时加以考虑，对PLL的输出加上低通滤波器，防止谐波成分过大。 变压器的谐波分析 输出到差分端口的波形变压器的相位特性仿真出来的结vco+，vco-的波形相位没有达到180的对称延迟，再回去查相位延迟，发现在160MHZ附近不是180，这样会造成差分信号的差值幅度减小。所以这里对于变压器进行重新的选择。选择MABA-009231-CT1A4B，他的相位延迟如下。在160MHZ时差不多是180. 对其进行S参数扫描的正弦波扫描的出如下结论，可以发现设计基本上能

38、满足要求， 变压器的谐波分析 输出到差分端口的波形到处，LO端的单端到差分变压器选定。3 进行输入IF匹配电路的设计我们知道输入阻抗为30R, AD8343的输入阻抗。可以发现相位在0.1M-10M的扫描中都能满足要求，到此变压器选定。下来就要对这个差分的输出信号进行匹配，频率为0.1M到15M. ! 这里给出输入S11的参数，但是最低只有10MHZ的S11参数，再低下去就没有了，我们可以根据S11的变化趋势判断出0.1M到15M的参数，大概为-0.802 0.005 到 -0.8004889 0.0130676，表现为一个实部高低阻抗的状态。根据这个我们对电路进行匹配，假设变压器输入端为拼配

39、好的50R,下面对此进行匹配这个为68R接地时的S11参数 这里取-0.801 0.007 为5M的S11参数。先找到这个点先把这个端口当成但端口匹配，在完成以后再转化成差分端口，30R到5.524+j*0.216的匹配 这样我们完成了ADRF6516到AD8343的仿真匹配电路。4 LO端口用MABA-009231-CT1A4B进行耦合，效果应该不错三，完成输出差分匹配 在188MHZ时的输出差分阻S22 0.9878054 -0.1206788 得到仿真优化结果，这是对于固定频点S11的仿真结构，实际中和这个有一定的偏差。 差分S参数扫描 S参数扫描的结果把MABA-008124-CF1F

40、A0应用于输出端 变压器的谐波分析 输出到差分端口的波形通过仿真可以发现相位偏移和匹配都和好。到此二次下变频匹配到此完成。下变频AD8343 0-2.5GHZU13AD8343COMM1INPP2INPM3DCPL4VPOS5PWDN6COMM7COMM8LOIM9LOIP10COMM11OUTM12OUTP13COMM14R3368R3268U9MABA-008124-CF1FA01122334455L21400nL23400nC1020.01uC1270.01uC1210.01uC1220.01uC1151.2nU17MABA-009231-CT1A4BOUT11GND2OUT23GND4

41、IN6L25280nL28280nC1143.9nL24100nL29100nC1130.01uC1170.01uC132100NC13410PC1291UVCC5 最后得到的AD8343的匹配电路III 上变频滤波器的选择和RF接收端选择的滤波器一样我们选择台湾嘉硕的188.175MHZ滤波器，TA0575A这里给出了差损为-1.62- -2.8 这样我们在拿到saw的滤波器时先对它做S参数扫描，把前后级匹配到50R.最终得到的匹配电路为 最终的匹配电路IV 二级上变频电路的设计最终我们选择LT5511 IF=188MHZ LO=754.5MHZ RF=942.5MHZ1、LT5511dat

42、asheet阅读和分析一些基本的描述： 供电电压，输入IP3, I1db等参数功能结构图和一些连接示意图。输入极值限制。输入范围和给定一些回波等等。在950MHZ时。 增益 S系数。管脚定义LO+,LO-:本振的差分输入端口。NC:空引脚。IF+,IF-:IF差分输入端口。VCCBIAS:LO缓冲器偏置电压和使能电路电源电压输入端口。EN.使能引脚。RF+,RF-:RF信号的差动输出端。VCCLO:本振电路的电源电压输入端。GROUND:裸露焊盘2、LT5511进行上变频的设计1、进行LO+,LO-的匹配设计首先查LT5511的S参数可知LO的输入频率为782.5，此时查找LO在800MHZ的

43、单端反射系数为0.753，-18首先得到输入阻抗对仿真结果进行优化得到 对S参数扫描的优化 S参数扫描优化的结果2 进行IF+,IF-的匹配对此转化为阻抗为11.536+j*3.893首先在此处使用变压器TTWB-4-A单端到差分的4：1阻抗转换，接下来进行阻抗匹配 对S参数扫描 S参数扫描优化的结果对以上的匹配进行优化，得到对S参数扫描的优化 S参数扫描优化的结果3 对RF+,RF-进行差分阻抗的匹配频率为942.5MHZ,，查看差分端口RF的参数，根据900MHZ 和1000mhz的参数估算歘942.5MHZ的S参数为0.614 -19首先用M/A-COM ETC1.6-4-2-3的变压器

44、完成阻抗的4：1差分到单端的转化，对S参数扫描 S参数扫描优化的结果对此进行优化 对S参数扫描的优化 S参数扫描优化的结果最终的匹配电路V 二次上变频滤波器。 这里我们选择台湾嘉硕的942.5MHZ滤波器 TA942GG滤波器的参数从中可以看出差损在2.2-2.7db的范围，同时也发下VSWR的大小在1.6-2.2上，这样我们在拿到saw的滤波器时先对它做S参数扫描，把前后级匹配到50R.VI 发射电路的驱动和功率放大电路这里使用HMC453ST89（1.6w）的线性PA放大器，由于没有给出仿真的模型，这里就不进行仿真了。1， HMC453ST89datasheet的阅读和分析一些IP3,参数

45、增益等等。 输入输出回波和增益，增益大概为15DB. 增益随温度的变化。 输入回波随温度的变化 输出回波随温度的变化 输出P1db随温度的变化 输出 OIP3随温度的变化。 噪声随温度的变化。 给出的900MHZ时的参考电路一些参考值。布板子是的参考。根据这个值，做一下分析。我们要求输出功率在30dbm以上，这样就要确保输出功率在14.5dbm以上。这样就要确保输出功率在14.5dbm以上。这样就要求驱动它的功率在16dbm这个点上。要保持混频器的线性输出。就要让输出功率在0-1dbm左右。这样就要求输出驱动器的增益在15dbm。在噪声，增益和频带宽度之间平衡最终选择以上的参数。下来根据给定的参数进行匹配。仿真的结果回波，200MHZ的带宽大概保持-20dbm一下的回波，还行。放大器的带宽比较宽，且带宽内的波动很小。放大倍数大概