开关电源有源功率因数校正电路的设计1

1、第1章 绪论1.1 课题研究的目的意义随着电子科学技术的发展和应用，电子设备的种类越来越多，其中电源应经成为这些电子设备不可缺少的一部分。同时，他们对电源的要求也越来越高。近年来，开关电源以效率高，功率密度高，电压调整度高，体积小，重量轻等诸多优点而在电源领域中占据主导地位。然而，开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的非线性电路。这样就造成开关电源的输入阻抗呈容性，网侧输入电压和输入电流间存在较大相位差，输入电流严重非正弦，并呈脉冲状，故功率因数极低，谐波分量很高，给电力系统带来严重的谐波污染。为此国际电工委员会为各种电子设备制定了相应的谐波标准，我国国内

2、的有关委员会也提出了相应的谐波标准。传统的整流电路因为谐波远远超标而面临前所未有的挑战1-3。为了保证开关电源的输入电流谐波能够达到谐波标准的要求，绿化电网环境，功率因数校正（Power Factor Correction, PFC）技术已经成为当今电力电子学领域十分活跃和颇具研究价值的热点。直接接入电网的开关电源应用已经非常普遍，一般来说其前置级AC/DC变换部分都采用图1-1所示的二极管桥式整流加大容量电路电容滤波电路。其中整流器电容滤波器电路是一种非线性元件和蓄能元件的组合，当输入交流电压的电位较低时，负载所需的电能由蓄能电容提供，交流电压源本身并不提供电流；当输入交流电压的电位较高时，

3、交流电压源直接向蓄能电容充电。因此，尽管输入的交流电压是正弦波，但是输入的交流电流却呈脉冲状，波形严重畸变，如图1-2所示。 由此可见，如果大量的应用这种整流电路，则要求电网提供严重畸变的非正弦电流。若将这些脉冲状的输入电流做傅里叶级数分析，可得它的展开式如下： （1-1） 式表明输入电流中含有大量的奇次谐波如图1-3所示，这反映了开关电源这类装置网测电流有较大的畸变。两侧电流畸变越严重，开关电源功率因数也就越低，一般地，功率因数约为0.50.65.同时，如果大量的电流谐波分量倒流入电网，则一方面会使电网中的谐波噪声水平提高，造成电网的谐波“污染”，另一方面会产生“二次效应”，即电流流过线路阻

4、抗形成谐波电压降，反应过来使得电网电压（原正弦波）也发生畸变。这些效应严重时会造成电路故障，损坏变电设备，例如使得线路或配电变压器过热；谐波电流引起电网的LC谐振，或高次谐波电流流过电网中的高压电容，使之流过、过压而爆炸；在三相电路中，中线流过三相谐波电流的叠加，使中线过流而损坏;谐波对电机除了增加附加损耗外，还会产生附加的谐波转矩，造成机械振动，影响电机的正常运行;由于常规测量仪器是设计工作在正弦电压和正弦电流下的，对非正弦电压或电流的测量产生附加误差，影响测量精度;电力线路中的谐波电流通过电场藕合、磁场藕合或共地藕合可以对通讯线路造成干扰等等。从上个世纪九十年代开始，这些问题逐渐引起了人们

5、的重视，因此发展出了各种新技术，来降低电流谐波含量，增加功率因数以保证电网的安全和可靠运行7。 实践表明，在增加开关电源类装置的功率因数，降低电流谐波含量方面，有源功率因数校正(APFC)技术是应用最为广泛和行之有效的方法。在我国对于电流谐波的要求规范、标准还不健全，有源功率因数校正技术的研究也是方兴未艾，但是它的重要性已经得到了广泛的认可。总之，在各种用电设备中采用APFC技术来提高功率因数，提高效率，提高可靠性，减少电源的整机成本，以及提高产品的竞争力方面都具有十分重要的意义。 1.2有源功率因数校正技术国内外现状 近年来，随着国内外的电力电子器件和功率电子学的快速发展，电力系统的发展也取

6、得了长足的进步。如今，电力电子技术作为一项重要的电子学技术，已经成为了推动未来科学技术发展的不可或缺的力量。但是，在电力电子学飞速发展的今天，有一个重大的障碍阻碍着电力电子学的发展，这一障碍就是用电设备所产生的谐波污染，为了减少谐波的产生降低谐波污染的危害，彻底攻克这一难题，使电力电力技术继续快速发展，越来越多的研究人员开始研究有效的抑制谐波这一课题。这一技术不仅可以有效的减小电流谐波，而且还可以改善功率因数，降低谐波污染的危害。在现在的电力设备中得到了十分广泛的应用。最开始使人们注意到电网中非线性感性负载会产生谐波，感性负载有:我们常用于照明的荧光灯、一些交流电动机、以及各种电磁开关等。正是

7、因为这些感性负载的大量使用，使得电网中产生了大量的谐波。最初，人们是将电容器并联到这些感性负载的两端，并通过这些电容产生的容性无功对电力设备产生的感性无功进行补偿，从而实现了校正的目的。功率因数校正技术主要可以分为两大类:分别是有源功率因数校正技术以及无源功率因数校正技术。为了提高AC/DC变换器输入功率因数，早期采用电感器和电容器构成的无源网络进行功率因数校正，即无源功率因数校正技术(Passive Power Factor Correction，简称PPFC)，常用结构是在整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器。该方法电路结构简单、成本低，但由于尺寸大，重量大难以得到高

8、功率因数，输入谐波电流的抑制效果也不是很好，而且工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关。因此，该技术主要应用于功率小于300W、对体积和重量要求不高的场合。 由于无源功率因数校正技术的局限性，到80年代，随着功率半导体器件的发展，开关变换技术突飞猛进，现代有源功率因数校正(Active Power FactorCorrection，简称APFC)技术诞生，它是在整流桥和负载之间接入一个DC/DC变换器，应用电流反馈技术使输入端电流跟踪交流输入的正弦电压波形，其输入电流THD可以降到_5%以下，功率因数可提高到0.99以上，而且具有稳定的直流输出电压。80年代是现代有源功率因数校正技术发展的

9、初级阶段，此间研究工作主要集中在连续导电模式(ContinuousConduction Mode简称CCM)下的Boost变换器上。这类变换器的各种控制方式一般是基于所谓“乘法器”(Multiplier)的原理。连续导电模式下的功率因数校正技术可以获得很大的功率转换容量，但对于大量应用于200W以下的中、小功率容量的情形，却不是非常合适的，因为这种方式往往需要比较复杂的控制方式和电路。 80年代末提出了利用工作在不连续导电模式(Discontinuous Conduction Mode简称DCM)下的变换器进行功率因数校正，由于该技术的输入电流自动跟随输入电压，因而可实现接近1的输入功率因数，

10、同时因其控制策略简单、功率开关实现零电流开通(ZCS),避免快恢复二级管的反相恢复电流而受到青睐。但由于器件的电流应力较大，导通损耗较高，电感电流峰值易受噪声干扰等缺点，一般不能应用于较大的功率变换中。 90年代后，有源功率因数校正技术取得长足的发展。从单相功率因数校正技术发展到电压跟随器型功率因数校正技术以及软开关功率因数校正技术。到1995年，实现了软开关技术和通常的APFC技术结合，以提高功率因数校正电路的性能。从此，不断有新颖的功率因数校正原理(空间矢量调制;模糊控制等);新颖的控制方法(可变导通时间控制法;等面积控制法;非线性载波控制法;线性峰值电流控制法;平均电流控制法;三相单开关

11、电路控制波形占空比进行优化调制法;用电容积分电压值来模拟表示电感电流值法等);新颖的拓扑结构出现。APFC控制芯片也由分体电路发展到集成电路，Unitrode, Motorola, Silicon, Simens,Fairchild等公司相继推出了各种有源功率因数校正控制芯片，极大地简化了有源功率因数校正电路的设计，APFC技术由理论研究发展到实用阶段。在APFC结构方面，1992年以前多为两级，前一级将输入电流尽量整形接近正弦波，使其谐波尽可能小，称之为功率因数校正级，后一级主要为负载提供一个稳定的输出，两级APFC的校正效果比较理想，但存在元件多、成本高、电路效率低等问题。在199_5年以

12、后，单级APFC被提出，把功率因数校正和输出电压调节两级结合在一起，能量只被处理一次，用一个控制器就能同时完成输入功率因数校正和输出电压调节功能。单级APFC的输入电流不是非常接近正弦波形，因此这种技术还需要进一步的研究和发展。而我国APFC技术研究起步较晚，目前仍取得不少发展。1994年有关学会组织了APFC技术的专题研讨会。小功率带APFC的开关电源也开始进入实用阶段，个别单位开始小批量生产，其PF值达到0.99 THD<807o。我国国家技术监督局也在1993年颁布了国家标准GB/T 14549-93电能质量公用电网谐波。近年来，APFC技术的研究热点主要集中在以下几个方面:(1)

13、软开关技术的应用。为了减小变换器体积，提高开关频率，降低开关损耗，将DC-DC变换器中的软开关技术应用到APFC变换器中。此举还可以减小开关管和二极管高频开关导致的EMIo(2)新的控制方法和控制方式。针对APFC变换器提出的一些新的控制方法，如单周期控制、滑模控制、非线性载波控制等等。可以简化控制过程，提高控制性能。(3 )APFC电路的建模与仿真研究。(4)三相APFC的拓扑和控制方式的研究。主要集中在如何简化三相APFC变换器的主电路，各相之间的解藕控制，以及控制方式的简化。(5)单片机和DSP控制的有源功率因数校正技术。 总之，成本低、结构简单、容易实现，并且具有高输入功率因数、高效率

14、、低EMI的APFC变换器是研究人员追求的最终目标。1.3论文研究内容 随着电子科学技术的飞速发展，开关电源等电力电子装置得到了广泛的应用。同时，这些传统的开关电源因为功率因数低而对电网造成了污染，因此，研制具有APFC电路的高效率开关电源已经成为当务之急。 本文在对开关电源有源功率因数校正技术有关理论研究的基础上，明确了本文研究的对象一一平均电流控制Boost型APFC电路。然后用电流注入法对Boost型有源功率因数校正电路进行小信号建模;设计了输出功率为_SOOW的基于UC38_54芯片的开关电源前置级有源功率因数校正电路;最后用仿真软件MATLAB/Simulink对其进行建模，仿真和分

15、析，说明了有源功率因数校正技术在提高功率因数，减少电网谐波，绿化电网环境方面有着巨大的作用。同时，在有源功率因数校正方面还有着广阔的空间等着我们去继续研究。本文具体研究的内容如下:(1)从理论上系统地分析有源功率因数校正电路的原理和特点，为后续电路的设计与仿真打好基础。(2)分析有源功率因数校正电路的不同的拓扑结构，并对其进行比较，确立Boost变换器为本文研究的拓扑结构。(3)分析有源功率因数校正电路几种常用的控制策略，并从中寻找适合本文研究的控制策略。(4)用电流注入法对Boost型有源功率因数校正电路的主电路和控制电路分别进行小信号建模。(5)采用芯片UC38_54，设计一个具体、实用的

16、带APFC功能的试验电路，并给出相关元件的参数及要求。(6)运用MATLAB/Simulink对所设计的电路进行建模、仿真和分析，验证电路设计及其控制策略的正确性。第二章系统方案的设计2.1系统设计思路有源功率因数校正(APFC)技术是在整流桥和负载之间接入一个DC/DC变换器，采用电流反馈技术使输入端电流跟踪交流输入的正弦电压波形，其输入电流THD可以降到5%以下，而功率因数可提高到0.99以上。其基本工作原理是通过控制电路强迫交流输入电流波形跟踪交流输入电压波形，从而实现交流输入电流波形正弦化，并与交流输入电压波形同步，其作用相当于一个纯电阻。由于采用了有源器件如MOSFET等，因而称之为

17、有源功率因数校正。有源功率因数校正是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原理框图如2-1所示。其基本思想是:交流输入电压经全波整流后，对所得的全波整流电压进行DCIDC变换，通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形，使输入电流正弦化，同时保持输出电压稳定。APFC电路一般都有两个反馈控制环:内环为电流环，使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同;外环为电压环，使DC/DC变换器输出稳定的直流电压。APFC的工作原理如下:主电路的输出电压U。和基准电压Ure:比较后，送给电压误差放大器，整流电压检测值和电压误差放大器的输出电压信号共同加到乘法器的输入端，乘法器的输

18、出则作为电流反馈控制的基准信号，与输入电流检测值比较后，经过电流误差放大器，其输出再经过PWM比较器加到删极驱动器，以控制开关管s的通断，从而使输入电流(即电感电流)1L的波形与整流电压U的波形基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数。由于功率因数校正器同时保持输出电压恒定,使下一级开关电源设计更容易些。图2-1基于变换器的电路原理图Fig.2-2 The APFC schematic based on BOOST converter有源功率因数校正技术适应了电力电子技术的发展方向，其主电路拓扑结构常用储能电感L和高频开关S组合，使输入电流线性化，图2-2所示为几种常用拓扑结构，其优

19、缺点如下所示:(1)降压式(BUCK )PFC，噪声(纹波)大，滤波困难，开关管上电压应力大。(2)升一降压(BOOST一BUCK ) PFC，需用两个电子开关，电路比较复杂，采用比较少。(3)反激式(FLYBACK ) PFC，输入、输出之间隔离，输出电压可任意选择，属于简单电压型控制器，适用于150W以下的电源或镇流器。(4)升压式(CUK ) PFC，电路要两个电感，比较复杂，一般不采用。(5)基于ZETA的PFC，输出电流断续，较少采用。(6)与其它电路相比，升压式(BOOST) PFC的主要优点有:输入电流连续，EMI小；输入电感可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态

20、冲击；输出电压大于输入电压峰值，对市电电压1 OOV(AC)的国家和地区特别适合;开关器件的电压不超过输出电压值;容易驱动功率开关，其参考端点(源极)的电位为OV;可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常工作。由于BOOST电路相比较其它电路，作为PFC主电路时有以上优点，所以一般经常采用BOOST作为主电路，本文也采用BOOST电路作为主电路拓扑，进行研究设计。图2-2几种常见的电路的拓扑结构Fig.2-3 Several kinds familiar topology of PFC有源功率因数校正电路按结构可分为两级型PFC和单级型PFC。两级PFC电路由一个功率因数调节器(

21、PFC)和DC/DC变换器串联而成，如图2-3所示。前者主要负责正弦化输入电流，使电压电流同相位，后者主要负责调整输出电压，通过DC/DC变化得到可以利用的电压。这种类型拓扑的优点有:可以在得到高输入功率因数与低输入电流谐波的同时，得到较好的输出电压特性，例如较小的输出电压纹波，较快的输出电压调整率等;可以在实现输入、输出绝缘的同时实现较长的掉电维持时间;电路中的能量存储电容的电压可控。但是电路较为复杂，由于能量要被处理和传递两次，因此整机效率较低，需要两套控制电路，成本较高。它的应用场合主要有:后级电路对PFC电路的输出特性要求较高时，或整个产品对输入电流质量要求较高的场合。一般研究中，只对

22、前一级进行研究，使电路的功率因数尽可能接近1，减少谐波对电网的污染，后一级只是对前一级的输出电压做一变化，得到人们日常生活中所要用的电压。在本文中，主要研究两级功率因数校正电路的功率因数校正级，使功率因数达到要求的同时，稳定输出电压，以便后面DC/DC变化。图2-3典型的两级电路变换器正激变换器Fig.2-4 The typical two stage PFC circuit (BOOST converter +forward converter)同两级PFC电路相比，单级型的PFC电路将PFC级和DC/DC级组合在一起，只有一个开关和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的快速调

23、节。如图2-5所示，控制电路的作用是实现对输出电压的调节，得到稳定的直流输出电压，要求电路必须具有固有的PFC功能，即在不对PFC进行控制的情况下，输入电流能够完全或部分跟随输入电压的正弦变化。众所周知，在固定占空比时，工作在DCM模式的BOOST, BUCK-BOOST, SEPIC CUK, ZETA等变换器具有固有的PFC功能。为了简化电路，大部分单级PFC变换器都是采用BOOST或BUCK-BOOST变换器，工作在DCM模式，实现输入电流整形(Input-Current-Shaping ICS )。图2-4典型的单级电路Fig.2-5 The typical single PFC ci

24、rcuit 大多数单级PFC拓扑可以直接从两级PFC拓扑经过简单的组合得倒，在所有PFC变换器中，瞬时输入功率在一个交流周期都是脉动的。在单级功率因数校正电路中，能量只被处理与传递一次，只用到一个开关管，输入电流的正弦化与输出电压调整在一个电路中完成。这种类型拓扑的优点有:电路结构比较简单，成本低。但该电路存在一个致命的缺点，在高输入电压和轻载时，由于输入能量和输出能量瞬间不平衡而导致储能电容Cs电压应力过高，因此为了满足输出保持时间的要求，需要大容量和高耐压的电解电容。主要应用于输出功率较小的场合，或者后级对PFC电路的输出特性要求不高的场合。 APFC的控制电路方式很多，为使控制部分简单化

25、、小型化，己有IC厂家生产出各种不同性能和用途的专用集成电路，一般控制方式有两类:利用乘法器控制法和电压跟随器方法。近年来，又出现了一种非线性控制方法，即单周期控制方法，是一种动态控制方法。乘法器控制法包括电流峰值控制，电流滞环控制以及平均电流控制。电压跟随器方法包括电流连续控制模式和电流断续控制模式。利用乘法器控制法该方法是将输入电流、电压、输出电压等反馈信号通过模拟乘法器进行函数处理后来控制瞬态开关电流，使电流有效值与输入电压信号成正比，从而达到功率因数校正的目的，其基本原理见图2-6所示。图2-5乘法器方式电路Fig.2-6 The PFC circuit of multiplier t

26、ype (1)电流峰值控制电流峰值控制是指电感(输入)电流的峰值包络线跟踪输入电压UDC的波形，使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦波，如图2-6所示。该控制方法中检测的电流是流过开关管中的电流。 (2)电流滞环控制电流滞环法控制与电流峰值法控制的差别只是前者检测的电流是电感电流，并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。逻辑控制器的特性和继电器特性一样，有一个电流滞环带。所检测的输入电压经分压后，产生两个基准电流:上限与下限值。当电感电流达基准下限值lmin。时，开关管导通断，电感电流下降。图2-7电感电流上升，当电感电流达基准上限值lmax时，开关管关给出了用电流滞环法控制时的电感电流波形。

27、图2-6电流峰值控制时的电感电流波形 图2-7电流滞环控制时的电感电流波形Fig.2-6 The inductance current wave Fig.2-7 The inductance whilewhile current peak value control hysteretic current control (3)平均电流控制平均电流控制的主要特点是用电流误差放大器(或动态补偿器)代替电流峰值控制和电流滞环控制中的电流比较器。平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流环(内环)，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数调节，以输入整流电

28、压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准;并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量(开关频率)的变化，通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管控制信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益，使跟踪误差产生的畸变小于1，容易实现接近于1的功率因数。图2-8给出了用平均电流控制时的电感电流波形。图2-8平均电流控制时的电感电流波形Fig.2-9 The inductance current wave while average cu

29、rrent control电压跟随器方法 此方法是根据某些DC/DC变换器具有电压“跟踪”特性，控制开关导通方式，使输入电流平均值跟踪输入电压，达到功率因数校正的目的，。原理如图2-9所示。设输入电流为I，峰值电流为Ipeak，平均电流为Iavg，对于电感L，有由上面分析可见，此电路输入电流具有电压跟随特性，根据变换器开关工作模式，该方法又可分为电流连续控制模式和电流断续控制模式。图2-9电压跟随器方式PFC电路Fig.2-10 The PFC circuit of voltage follower type (1)电流连续控制模式电流连续控制模式的输入电流波形如图2-10(a)所示。它采用了

30、恒定导通时间及零电流开关技术，使输入电流自动得到校正。(2)电流断续控制模式电流断续模式控制模式的输入电流如图2-10(b)所示。图2-10电流连续与电流断续波形Fig,2-11 Waves while current continuous and discontinuous 电压跟随器电路简单，使用方便，但输入电流波形随输入与输出电压之比值的增加而失真增大，而且开关峰值电流较大，故适合小功率场合，对与中大功率，利用乘法器控制方法有其优越性，其开关峰值电流小，通态损耗小，效率高，但控制电路比较复杂。C.有源功率因数校正技术的其他控制方法(1)非线性载波控制技术非线性载波控制技术(NLC)不需要

31、采样电压，内部电路作为乘法器，即载波发生器为电流控制环产生时变参考信号。这种控制方法工作在CCM模式，可用于FLYBACK,CUK，BOOST等拓扑中，其控制方法有脉冲前沿调制和脉冲后沿调制。(2)单周期控制技术图2-11单周期控制电路图Fig.2-12 The circuit of one-cycle control单周期控制技术(One-Cycle Control)是20世纪90年代初由美国加州大学的Keyue MSmedley提出的，它是一种不需要乘法器的新颖控制方法30。单周期控制是基于峰值电流控制的控制方式，其控制电路见图2-11。输出电压经采样网络采样和基准电压通过误差放大器输出误

32、差信号，误差信号经过积分器实时进行积分。当积分器输出与电流采样信号1L Rs相等时，经过比较器输出高电平，并通过驱动隔离器驱动开关管MOSFET的导通，输入电流实时跟随输入电压变化，达到功率因数校正的目的。单周期控制方法的突出特点是，无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量(通常为斩波波形)的平均值恰好等于或正比于给定值，即能在一个开关周期内有效的抑制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差。这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合，不必考虑电流模式控制中的人为补偿。 单周期控制技术可广泛应用于非线性系统的场合，现已在DC-DC变换器、开关功率放大器、有源电力滤波器、静止无功发生器以及单相、三

33、相功率因数校正等方面得到大量应用。(3)电荷泵控制技术 利用电流互感器检测开关管的开通电流，并给检测电容充电，当充电电压达到控制电压时，关闭开关管，并同时放掉检测电容上的电压，直到下一个时钟脉冲到来使开关管再次开通，控制电压与电网输入电压同相位，并按正弦规律变化。由于控制信号实际为开关电流在一个周期内的总电荷，因此称为电荷控制方法。随着变换器开关频率的进一步提高，功率开关、二极管以及吸收电路上的能量损失随之增加，APFC电路的效率下降，为解决这一问题，人们开始研究各种软开关技术，典型的如零电流开关型和零电压开关型等。但这些技术也使得主电路和控制电路明显复杂化。近年来还提出了一些新颖的PFC技术

34、，比如三电平PFC技术、磁放大PFC技术和不连续电容电压模式PFC技术等。2.2设计方案确定目前，主要用来提高功率因数的方法有：电感无源滤波。这种方法对抑制高次谐波有效，但体积大，重量大，在产品设计中其应用将越 来越少；逆变器有源滤波，对各次谐波响应快，但设备造价昂贵；三相高功率 因数整流器，效率高、性能好，近年来其控制策略和拓朴结构处于不断发展中。单相有源功率因数校正（APFC）通常采用Boost电路，CCM工作模式，因 其良好的校正效果，目前在产品设计中得到越来越广泛的应用。考虑 到 功率 变 换 在 752 000 W 功 率 范 围 的 应 用 场 合，选择工作于连续调制模式下的平均电

35、流型升压式 APFC 电路来实现较为适合。图 1为平均电流控制的Boost功率因数校正电路原理图。图2-13平均电流控制的Boost功率因数校正电路原理图Fig. 1 Average current control of the boost power factor correctioncircuit diagram电路工作时检测到电感电流iL，则得到信号iLR1，将该信号送入电流误差放大器CA中，电流基准值由乘法器输出 z，乘法器有2个输入，一个为x，是输出电压Vo/H与基准电压Vref 之间的误差信号；另一个输入y，为电压DC的检测值VDC/K，VDC为输入正弦电压的全波整流值。平均电流法

36、的电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后其高频分量的变化通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜 坡比较后，给开关Tr驱动信号，并决定其占空比，从而迅速而精确地校正电流误差。由于电流环具有较高的增益一带宽，使跟踪误差产生的畸变小于 1，容易实现接近于 1 的功率因数。第三章主电路的设计与实现3.1主电路结构设计 本文功率因数校正的主要目的是: (1)通过比较不同的功率因数校正电路，说明有源功率因数校正的优点，并通过比较得出平均电流控制方法的优越性，应用于本设计; (2)只研究、设计两级有源功率因数校正电

37、路的前一级电路; (3)采用平均电流控制方法，控制电感电流波形，使其跟踪输入电压波形的相位，并为正弦波，从而得到高功率因数; (4)在电路高功率因数和低谐波畸变的同时，使输出直流电压平滑，为后一级的设计奠定良好的基础。 输入电压:Uin=80VAC250VAC 输入频率:f=50±3Hz 输出电压:Uo=400±lOVDC 输出功率:Po=300W输入电流:跟踪输入电压，且为正弦波UC3854是一款高功率因数的集成控制电路，其主要特点如下(1)采用PWM升压电路，功率因数达到0.99以上，THD<5%，适用于任何特性的开关器件;(2)采用通用的工作方式，无需开关，可进

38、行前馈线性调整;(3)采用平均电流控制模式，噪声灵敏度低，启动电流小;(4)采用低偏置模拟乘法器/除法器，可进行恒频控制;(5)采用1A图腾柱驱动，可提供高精度的基准电压和精确的参考电压。UC3854芯片集成电路的内部结构如图3-1所示，它为电源提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来箱制非正弦的电流变化，能最佳的利用供电电流使电网电流失真最小。UC3854主要包含了一个电压放大器、一个模拟乘法器、一个电流放大器、一个恒频脉宽调制器(PWM)。另外，UC3854还包含了一个功率兼容的栅极驱动器、7.5V参考电压、电网预置器、负载变化比较器、低电源检测器和过流比较器。图3-1UC3854内部结

39、构图Fig.3-1 UC3854 inside contractor现对UC3854内部的各个功能模块介绍如下欠压封锁比较器(UVLC):电源电压Vcc高于16V时，基准电压建立，振荡器开始振荡，输出级输出PWM脉冲。当电源电压VCC低于1V时，基准电压中断，振荡器停振，输出级被锁死。使能比较器(EC):使能脚(10脚)输入电压高于2.5 V时，输出级输出驱动脉冲，使能脚输入电压低于2.25V时，输出级关断。以上两比较器的输出都接到与门输入端，只有两个比较器都输出高电平时，基准电压才能建立，器件才输出脉冲。电压误差放大器(VEA):功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后，加到该放大器的反相输入

40、端，与7.5V基准电压比较，其差值经放大后加到乘法器的一个输入端(A端)。乘法器(MUL ):乘法器输入信号除了误差电压外，还有与已整流交流电压成正比的电流IAC C B端)和前馈电压Vas。电流误差放大器(CEA):乘法器输出的基准电流Imo在Rmo两端产生基准电压。电阻Rs两端压降与RM。两端电压相减后的电流取样信号，加到电流误差放大器的输入端，误差信号经放大后，加到PWM比较器，与振荡器的锯齿波电压比较，调整输出脉冲的宽度。振荡器(OSC):振荡器的振荡频率由14脚和12脚外接电容C丁和电阻RSET决定，只有建立基准电压后，振荡器才开始振荡。PWM比较器(C PWM COMP ):电流误

41、差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后，产生脉宽调制信号，该信号加到触发器。触发器(FLTP-FLOP ):振荡器和PWM比较器输出信号分别加到触发器的R, S端，控制触发器输出脉冲，该脉冲经与门电路和推拉输出级后，驱动外接的功率MOSFET。基准电源(REF):该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器控制，当这两个比较器都输出高电平时，9脚可输出7.5V基准电压。峰值电流限制比较器(LMT ):电流取样信号加到该比较器的输入端，输出电流达到一定数值后，该比较器通过触发器关断输出脉冲。软起动电路(SS):基准电压建立后，14,A电流源对SS脚外接电容Css充电，刚开始充电时，SS脚电压

42、为零，接在SS脚内的隔离二极管导通，电压误差放大器的基准电压为零，UC3854无输出脉冲。Css充足电后，隔离二极管关断，软起动电容与电压误差放大器隔离，软起动过程结束，UC3854正常输出脉冲，发生欠压封锁或使能关断时，与门输出信号除了关断输出外，还使并联在Css两端的内部晶体管导通，从而使Css放电，以保证下次起动时Css从零开始充电。基于UC3854控制芯片的BOOST型有源功率因数校正电路的主电路及控制电路、外围电路的电路图，如图3-2所示。图3-2BOSST型APFC电路原理图Fig.3-1 UC3854 inside contractor3.2分解电路图3.33.4各电路器件选型参

43、数计算升压电感L升压电感在线路中起着能量的传递、储存和滤波作用，并决定了输入端的高频纹波电流总量，且它的值与纹波电流的大小有关。电感值由输入侧的交流峰值来决定。因此按照限制电流脉动的最小原则来确定电感值m。考虑最差的情况:输入功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电感的设计应该在输入电压最低的点进行计算。根据前面分析可知，当开关管S导通时有:其中，T，表示开关周期，fs表示开关频率。(1) 确定输入电流的最大峰值:当输入电压最小时，输入电流最大，令PIN=Po，有(2) 设定允许的电感电流的最大纹波IL，通常选择在最大峰值线路电

44、流的20%左右，即允许电感电流有20%的波动，那么有(3) 确定电感电流出现最大峰值时的占空比，当输入电压达到峰值的时候，输入电流也应该达到峰值，此时的电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有 (4) 计算升压电感值为:本设计实际取电感值为0.8mH。输出电容C 选择输出电容时要考虑到的因素有:开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时间，流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流的二次谐波，通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流、且工作范围较宽的铝电解电容，耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。 在选择输出电容时，输出

45、电压的维持时间常常是最重要的因素。电容的维持时间是指在输入电源被关闭之后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度。本设计就以维持时间的长短为基准，计算输出电容值。维持时间是以下电参量的函数:储存在输出电容器中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压。在规定范围内，电容的维持时间的典型值为15ms5ms，本文取维持时间t=36ms，则电容值计算为:本设计取电容值为600F。电流取样电阻 通常有两种方法检测电流的方法，一种是在变换器接地线返回端串联一个取样电阻来检测输入电流;另一种是采用电流互感器。但是由于采用取样电阻检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的

46、场合。故本设计选用此方法来检测输入电流。电流取样电阻Rs上的压降Us作为输入电流取样信号，通过电流环节的调节，使输入电流波形成正弦波。电流取样电阻Rs上的电压的典型值为Us=1.OV。可由以下方法求取电流取样电阻的值。(1) 求出电感电流的最大值IPK(max)(2) 计算电流取样电阻值Rs本文选取0.2(3) 计算峰值检测电压的实际值URS(PK)功率开关管及二极管 功率开关管与二极管的额定值必须确保系统工作的可靠性。由BOOST电路的特点可知，当功率开关管导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压;当功率开关管关断时，二极管导通，开关管上的电压为输出电

47、压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。电压考虑1.2倍的安全裕量，电流考虑1.5倍的安全裕量。输出二极管的响应必须要很快以减少切换时造成的损失，并使自身损耗下降。因此，在本设计中，二极管是一个快速高压类型的二极管。则有根据以上计算，功率开关管选取东芝公司的K2611，其额定电压为900V，额定电流为10A;续流二极管选取快恢复二极管BYM26E，其额定电压为1 OOOV，恢复时间为75ns。峰值电流限流电阻Rpk1和Rpk2UC3854具有峰值电流限制的功能，当输入电流瞬时值超过最大电流限制时，使开关管关断

48、。这个功能由RPK;和RPM组成的分压网络和峰值限制比较器来完成。Rpk1、和Rpk2的选取，一般要考虑到峰值电流的过载量，本文设过载量为0.6A，有:峰值电流过载值为:检测电压过载值为:通常Rpk1选为定值，典型值为1Ok，又由于基准电压UREF=7.5V，则可由分压网络得：本文取Rpk2=2k。前馈分压电路前馈分压电路是由RFFI 、 RFF2 、RFF3 、CFF1 、CFF2组成的一个二阶RC低通滤波器，所以直流输出电压与半波形式的输入电压之平均值成正比。前馈电压分压网络在最低输入交流时应确保管脚g处的电压不低于1.414V，电容CFFI端的电压不低于7.5V，如果最低输入电压低于1.

49、414V时，在IC内部有一个内部电流限制，使乘法器的输出保持定值。但是乘法器的输出电压如果被箱制，则输入电流波形将会产生大量失真，故有：常选RFF1，为定值，一般取RFF1=910 k，可解得:RFF2=86k, RFF3=2O k为了计算滤波电容，限定前馈电路对总谐波畸变的贡献为1.5%，全波整流电路中二次谐波(fR=100Hz)含量大约为66.2%。因此输入谐波失真预算百分比(滤波衰减值)为:Gff=THD/66.2%=1.5%/66.2%=0.0227。由此可得滤波电容参数:乘法器的设置 乘法器是控制电路的核心，通过控制输入电流来得到一个高的功率因数。因此乘法器的输出是电流环的基准信号，用来校正输入电流，提高功率因数。乘法器的工作由下面方程给定，I是乘法器的输出电流，KM=1,