电压型pwm整流器(vsr)及控制系统的matlab仿真

1、百度文阵让每个人平等地捉升口我-O-r长春理工大学光电信息学院编号 20151134231COIlege Of OPtiCaI And EIeCtrOniCal InfOrmatiOnChangChUn UniVerSity Of SCienCe And TeChnOlOgy本科生毕业设计基于PWM整流器的交流调速系统的设计DeSign Of AC SPeed RegUIation SyStemBaSed On PWM ReCtifier学生姓名任贺专业电气工程及其自动化学号1134231指导教师朱海忱分院电子工程分院2015年 6月摘要基于PWM整流的交流调速系统采用交直交的变频方式，用PW

2、M整流代替了传统的 二极管不可控整流。PwM整流可以有效改善系统功率因数，并在电机需要制动时将能 量回馈电网，实现真正意义上的节能。本文提出了一种新型的交流调速系统方案：整 流环节采用直接功率控制，通过直接控制瞬时有功功率、瞬时无功功率，实现PwM整 流的高功率因数，该控制方式简单且易于实现数字化；电机控制采用直接转矩控制， 通过直接控制电磁转矩和定子磁链实现电机调速，该方法简单且弥补了矢量控制对于 电机转子参数敬感的缺陷。进而通过MATLAB仿真证明：所提出的新型调速系统能够 实现单位功率因数，降低输入电流的谐波畸变率，并可以实现电机四象限运行以及能 量双向流动。关键词：异步电机PWM整流高

3、功率因数直接功率控制直接转矩控制百度文库让每个人平等地捉升门我ABSTRACTAC adjustable SPeed SyStem based On PWM rectifier USeS the AC-DC-AC style. In COInPariSOn With the traditional COnVerter, the diode rectifier is replaced by PWM rectifier. PWM rectifier not Only Can greatly improve the POWer factor Of the WhOIe system, but also

4、 reaches the energy COnSerVatiOn by realizing the bidirectional flow Of energy When the InOtOr brakes A new AC SPeed-regulation SyStem is PreSented in this paper. In PWM rectifier, DireCt POWer COntrOl method, WhiCh is PraCtiCal and Can be digitized easily, is USed to improve the POWer factor Signif

5、iCantly by COntrOning the instantaneous active/reactive power. AS for MOtOn DireCt TOrqUe COntrOl method. WhiCh is easy to be realized and robust to the rotor parameters, is adopted to improve the drive PerfOrmanCe through COntrOlling directly the StatOr flux and electromagnetic torque.Finally, the

6、COrreSPOnding SilnUIatiOn is COmPIeted and the results ShOW that the new adjustable SPeed SyStem Can improve the POWer factor to be + 1, IOWer the harmonic distortion Of input current, accomplish the four-quadrant OPeratiOn and bidirectional flow Of energy.KeyWOrds: ASynChrOnOUS InOtOr PWM rectifier

7、 High POWer factor DireCt POWer COIltrOI (DPC) DireCt torque COntrOI (DTC)1百度文库让每个人平等地捉升门我目 录绪 论11. 课题背景及其意义12. 交流异步电机变频调速技术的发展概况23. 三相电压型PWM整流器的发展概况34. 本论文研究的主要内容4第一章 三相电压型PWM整流器的控制与实现51PWM整流器的主电路结构51.2三相电压型PWM整流器的数学模型61.3 PWM整流器的直接功率控制10图1-8直接功率控制系统13第二章异步电机的直接转矩控制142.1异步电机的直接转矩控制的基本原理142.2直接转矩控制控

8、制系统18第三章 基于PWM整流器的调速系统的参数设计233.1变频器容量的选择233.2电源变压器233.4直流电容的设计253.5直流电压给定值的设计263.6 IGBT的参数设计28第四章 基于PWM整流器的调速系统的MATLAB仿真294.1电机的四象限运行294.2基于PWM整流器的调速系统的仿真294.3实验结果分析36结 论39参考文献40致 谢41I百度文阵-让每个人平等地捉升自我绪 论1.课题背景及其意义在工矿企业中，电机类的耗电量占企业总用电量的70%以上，因此电机节能对国 民经济具有重要的意义。应用变频调速技术对电机进行节能技术改造，可以有效地节 约用电量，取得很好的经济

9、效益IJ前广泛采用的变频调速系统的主电路采用交直交方式戏，这种电路的工作原理 是先将交流电源通过不可控整流转化为直流电源，然后通过逆变技术转化为电机所需 要的交流电源，从而满足电机的调速性能。早期的变频系统都是采用开环恒压频比（VVVF）的控制方式其优点是控制结 构简单，成本较低，缺点是系统性能不高。二十世纪70年代德国F. BIaSChke等人首 先提出矢量控制理论大大提高了交流电机的控制性能，但是矢量控制系统存在结 构复杂，非线性和电机参数变化影响系统性能等问题。1985年，德国的DePenbrOCk教 授提出异步电机直接转矩控制理论（DireCt TOrqUe control,简称为DT

10、C）：汕：°。直接 转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩，而是把 转矩直接作为被控量来控制。这种控制技术与矢量控制技术相比，对电机参数不敬感, 不受转子参数的影响，简单易行，在很大程度上克服了矢量控制技术的缺点如加5。传统的变频调速系统在整流环节采用不可控的二极管整流，这种技术电路简单， 经济性好，可靠性强，因此它的应用十分广泛，但是这种整流器的广泛使用也带来了 新的问题：一方面，使得交流侧输入电流波形严重畸变，造成功率因数较低，最高功 率因数也只有0.8左右，大量无功功率的消耗不仅增加了输电线路的损耗，也严重地 影响了供电质量。另一方面，对于传统交流变

11、频调速系统，山于二极管的单向导电性 能，电机制动的再生能量无法回馈给电网为了装置的安全运行，这部分能量必须 通过一定的途径消耗掉，造成了能量浪费，系统效率也不高，而且用于消耗能量的电 阻发热严重，影响系统的其他部分正常工作，动态响应速度慢°。忖前解决传统的二极管整流所带来的电网污染问题的根本措施就是釆用PWM整 流器，这种整流技术可以有效抑制谐波和提高功率因数，使得整个系统输入电流正弦 化、接近单位功率因数，而且可以使得能量双向流动、输出直流电压可调且纹波小， 这是一种积极主动的解决方式，是一种绿色的电力电子装置°00。本论文提出了一种新型的交流调速系统设计方案，采用直接转

12、矩控制技术，利用 其转矩动态响应快，以及对电机模型参数依赖程度小的优势，提高了异步电机的动态 性能；用三相PwM整流技术产生直流母线电压，也能将异步电机制动时产生的能量变 成电能送回电网，同时保持电网侧电流为正弦波形，且接近单位功率因数，降低了整 流谐波对电网的干扰，也节约了能源。2.交流异步电机变频调速技术的发展概况交流电机特别是鼠笼异步电机，山于结构简单、制造方便、价格低廉、坚固耐用、 惯量小、运行可靠、很少需要维护、可以用于比较恶劣环境等优点，在工农业生产中 得到了广泛的应用。但是交流电机是一个多变量、非线性、强耦合的被控对象，励磁 电流和转矩电流耦合在一起，使的交流电机的调速比较困难。

13、随着现代控制理论、新 型大功率电力电子器件以及微处理器数字控制技术的发展，交流电机变频调速技术受 到了格外重视并取得了飞速的发展。变频调速系统LI前应用最为广泛的是转速开环恒压频比的调速系统，这种控制系 统结构最简单，成本低，适用于风机、水泵等对调速系统动态性能要求不高的场合°。1971年，德国西门子公司的F. BIaSChke等人提出了 “感应电机磁场定向的控制原 理”，美国的P. C. CUStinna和A. A. Clark申请的专利"感应电机定子电压的坐标变换 控制”，经过不断的实践和改进，形成了现已得到普遍应用的矢量控制变频调速系统。 矢量控制技术的提出，使交流传

14、动系统的动态特性得到了显著的改善，这无疑是交流 传动控制理论上的一个质的飞跃。但是异步电机，特别是鼠笼式异步电机的转子磁链 是无法直接测量的，只有实测电机气隙磁链后再经过计算才能求得，同时在计算中需 要电机转子参数以及大量复杂的坐标变换计算，这对实时控制带来一定的难度。对于 这些问题，国内外学者进行了大量的理论分析和实验研究，日本的难卜江章等人提出 转差型矢量控制方法使矢量控制技术向前迈进了一步。后来德国的W. LOenhand和 R. GbarieI等用微机实现了数字化矢量控制°；为了改善电机参数和运行状态变化对系 统的影响，MSchunidcher等人进行了自适应磁链模型与自适应

15、矢量控制系统的研究， 以达到提高矢量控制系统鲁棒性的Ll的°也有一些学者用智能控制算法来改进矢量控 制，也取得了很多实际成果°。但是转子的观测精度仍然不够准确，一些算法计算比原 来还要复杂，因而在进一步研究和完善矢量控制的同时，许多学者进行着新的控制方 法的研究。1985年德国鲁尔大学的M. DePenbroCk教授乂提出了一种称为直接转矩控制的控 制方法，随后日本的LTakahashi等人也提出了类似的控制方法。直接转矩控制是借 助瞬时空间矢量理论，釆用空间电压矢量的分析方法，直接在定子坐标系下计算电机 的磁链和转矩，并根据反馈值与给定值的差值来选择电压空间矢量的状态，通

16、过控制 PWM型逆变器，控制异步电机的瞬时输入电压，在保持电机定子磁链恒定的条件下，控 制异步电机定子磁链的瞬时旋转速度，来改变它对转子的瞬时转差率，直接控制电机 的瞬时电磁转矩及其变化率，得到电机的快速动态响应。直接转矩控制的提出是继矢 量控制后的乂一个重大发展，近年来对异步电机的直接转矩控制的研究异常活跃，是 一个新的研究热点。与矢量控制相比，直接转矩控制有以下儿个主要特点：(1) 直接转矩控制直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型、控制电动机的 磁链和转矩。它不需要矢量旋转变换等复杂的变换与计算。(2) 直接转矩控制磁场定向所用的是定子磁链，只要知道定子电阻就可以把它观测 出来。因此

17、直接转矩控制大大减少了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问 题。(3) 直接转矩控制采用空间矢量的概念来分析三相交流电动机的数学模型，控制各 个物理量，使问题变得特别简单明了。(4) 直接转矩控制强调的是转矩的直接控制与效果，控制既直接乂简化。(5) 直接转矩控制不需要专门的PWM波形发生器，控制电路简单，特别适用于电压 型逆变器，方便实现数字化控制。3. 三相电压型PWM整流器的发展概况自20世纪90年代以来,PWM整流器一直是研究的热点。对PwM整流器相关的应用 领域的研究也越来越多，例如其在有源滤波、超导储能、交流传动、高压直流输电以 及统一潮流控制等应用领域的研究。,乂促进了 P

18、wM整流器及其控制技术的进步和完善。 国内外学者对PWM整流器的研究主要集中在PwM整流器的建模;PWM整流器的拓扑结构; PWM整流器系统控制策略以及电流型PW整流器的研究等方面。(1) 关于PW整流器的建模近儿年没有太大的变化，仍是以R. Wu, S. B. ewan等为 主的较为系统地建立的PWM整流器在a、b、C三相坐标中的模型。而Chun. T. RiIn和 Dong. Y. HU等则利用局部电路的d、q坐标变换建立了 PWM整流器基于变压器的低频等 效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上，HengChUn Ma。等人建立了 一种新颖的降阶小信号模型，简化了 PWM整流器

19、的数学模型及特性分析。(2) 对于不同功率等级以及不同的用途，人们研究了各种不同的电压型高功率因数 整流器的拓扑结构。在小功率应用场合，PwM整流器拓扑结构的研究主要集中在减少功 率开关损耗和改进直流输出性能上。对于中等功率场合，多釆用六个功率开关器件构 成的PwM整流器，包括三相电压型PWM整流器和三相电流型PWM整流器，由于它可以 实现能量的双向传输，应用范围最广。对于大功率PW整流器，其拓扑结构的研究国 内外学者主要集中在多电平拓扑结构、整流器组合及软开关技术上。(3) 对于PwM整流器，线性控制策略大致可以分为直接电流控制、间接电流控制以 及直接功率控制。间接电流控制，即在控制结构中不

20、引入交流侧电流采样值，而依据 交流侧电压计算调制电压，从而间接控制交流侧电流。直接电流控制，这种方式是直 接检测网侧电流，在系统中设置电流闭环，从而能够获得很快的电流响应速度。Ll前, 直接电流控制已经是PWM整流器电流控制策略的主流，如固定开关频率的直接电流控 制、滞环电流控制、空间矢量(SVPWM)控制等技术均己经得到应用。直接功率控制，引 入闭环比较的量值是系统的瞬时有功、无功功率。通过电流检测量计算系统的瞬时有 功、无功功率，与相应参考值用滞环比较的方式得到误差指令，结合输入电压空间矢 量的位置从开关选择表中获得当前时刻所需的开关矢量。除此之外，还有学者依据最 优控制理论提出调整时间最

21、短的快速控制策略；依据LyaPUnOV稳定性提出的系统大范 圉稳定控制策略，以及依据非线性控制原理提出的神经网络控制器、滑模变结构控制 等。4. 本论文研究的主要内容近年来随着电力电子、微处理器以及控制技术的发展，极大的提高了交流异步电 机的调速性能，使交流调速产品性能得以改善成为可能。同时在环境保护问题日益受 到关注的今天，人们对电力电子装置的谐波污染问题也提出了越来越高的要求，开发 的电力电子装置必须减少对电网的干扰。鉴于此，本文在研究交流异步电机直接转矩 控制和三相PWM整流器的基础上，基于它们构造了交流调速方案，通过仿真对其进行 了研究，本文的主要研究内容如下：(1) 讨论了 PWM整

22、流器的工作原理、数学模型，介绍了 PWM整流器控制系统的设计 方法，搭建了仿真模型，完成了相关仿真工作；(2) 介绍了异步电机直接转矩控制的基本原理，建立了异步电机直接转矩控制数学 模型，给出了直接转矩控制系统的基本结构，并且搭建了仿真模型，完成了相关仿真 工作；(3) 介绍了在变频调速系统参数设计方法，完成了基于PwM整流器的交流调速系统 的设汁工作，并通过仿真予以验证。3百度文库让每个人平等地捉升门我第一章三相电压型PWM整流器的控制与实现为了研究三相电压型PWM整流器的直接功率控制，本章开始以PWM整流器主电路 的基本原理出发，逐步讨论控制系统设计的原理与方法。1.1 PWM整流器的主电

23、路结构图1-1是三相电压型PwM整流器的主电路拓扑结构，是最基本的PWM整流电路之 一，有着广泛的应用范围戏。其中，ea , eb, ec表示交流侧输入的三相相电压；L表示整 流器的滤波电感；ia、i。、ic表示三相电流；R表示整流器网侧电阻；ua. Ub、UC表示整 流器侧的输入电压；C表示直流侧的储能电容；UdC表示直流电压；RL表示直流侧的负载; Tl, T2, T3, T4, T5, T6表示理想的开关器件(实际中山IGBT和续流二极管组成)图1-1三相电压型PwM整流器主电路拓扑结构对电路进行适合的PWM控制，在桥的交流输入端可得正弦PWM脉冲电压，使得电 路工作在整流运行状态，从而

24、可以使得各相电流为正弦波且与电压相位相同，实现单 位功率因数。同样，电路也可以工作在逆变运行状态，通过正弦波PWM控制，使得三 相电流为正弦波且与电压相位相反，实现单位功率因数。三相电压型PWM变流电路的工作惜况比较复杂，但是其工作原理与单相PWM变流 器基本相同。因此，论文以单相PwM整流为例说明三相电压型PwM变流电路的工作 原理。图1-2所示为以IGBT开关管构成的电压源电流控制型单相并网变流器主电路的 原理图。在图1-2中，u(t)是正弦波电网电压;UdC是PwM整流器直流侧输出电压;US (t) 是交流侧输入电压，为PWM控制方式下的脉冲波，其基波与电网电压同频率，幅值和 相位可控；

25、i (t)是PWM整流器从交流侧输入电流oT1(i=l, 2, 3, 4)是IlI全控器件IGBT和 续流二极管组成。对TIT进行合适的PWM控制，一方面保证u1恒定，另一方面根据不 同运行工况要求，使网侧电流i(t)与网侧电压u(t)的相位同相或者反相。脉冲频率越 高，脉冲波u,t)的基波幅值越大，而谐波含量越低，网侧电流i(t)波形就越接近正弦波。图1-2单相电压型PW卫整流器由图1-1,可以得到三相电压型PW整流器的每一相的等效交流电路，如图1-3所示图1-3单相交流电路滤波电抗器中的电感使输入电路具有电流源特性，并使整流器具有升压特性。电 流illl电感电压UL控制,Ul是电源电压e与

26、整流器输入电压U的差值（忽略电阻电压UR ）； 由于e定，贝IJi就由U控制；若能控制U的幅值和相位O ,就能间接控制i的幅值 和相位。1.2三相电压型PWM整流器的数学模型PW整流器的数学模型是深入分析和研究PwM整流器的工作机理的重要手段，同 时是进行控制系统设计的重要步骤。本节将建立三种数学模型：一般电路拓扑在三相 静止坐标系下的数学模型，两相静止坐标系下的数学模型，两相旋转坐标系下的数学 模型。三相电压型PwM整流器主电路拓扑图如图1-1所示。为了研究方便，将各IGBT 元件等效为理想开关Ti （i=6） o同时假设：（1）电网为理想电压源，即三相对称、稳定、内阻为零；（2）网侧三相滤

27、波电感L各相相等，且认为是线性的，不考虑饱和；（3）忽略开关器件的导通压降和开关损耗；（4）直流侧负载用电阻LR表示，系统运行于整流状态。为了方便描述各开关的通断状态，引入开关函数概念。定义开关函数Si为：卜表示开关闭弟处于导通状态（iIo,表示开关断开，处于截I上状态在上述假设的基础上，山于整流器的每一个桥臂都不能出现直通现象，即TI和T4、 T3和T6、T2和T5不能够同时导通和关断，因此驱动信号应该互补。这样，三相PWM 整流器开关函数由六路简化为三路，表示为当Sa、Sb、SeO当SFl时，表示a桥臂上 管导通，下管关断；当Sa二0时，a桥臂上管关断，下管导通。其他各相与此相同。对于图1

28、-1中的a相电路而言，根据基尔霍夫电压定律，diea-iaR-L = uaN + uN0(I-I)7当TI导通,T4关断时,Sd =1, uaw=udc;当T4导通,TI关断时，Sd=O;由于,UaN=SaUdC所以式（I-I）可以改写为,(1-2)dia -iaR- LSaUdC + UNO同理可得b、C两相的方程,ibR - L譽=SbUdC + UNO(1-3)dic - JR - L W = SCUdC + UNo(1-4)考虑到三相对称系统，则，a+b+C=ia+ib+ic =0联立式（1-2） 式（1-6）,得到，(1-5)(1-6)_ UdCVUNO 一乙Uabc “在图1-1中

29、，在该三相PWM整流器的直流节点处采用基尔霍夫电流定律，可 得，(1-7)idc=Saia+Sbib÷Scic(1-8)CSaie÷Sb÷ScLc(1-9)整理式（1-2） 式（1-9）,可得到三相PwM整流器的简化数学模型區，百度文库让每个人平等地捉升门我其中,S,S表示三相PwM整流器两相静止坐标系下的开关函数。将两相静止坐标系下的数学模型进一步转化为两相同步旋转坐标系下的数学模 型。两相同步旋转坐标系（d-q）以电网电压基波角频率在逆时针旋转，q轴与 轴夹角为O ,坐标系（a-）与坐标系（d-q）的位置关系如图1-5所示。由两相静止 坐标系转化到两相旋转坐标

30、系的变换矩阵如式（1-14） E6：00oCss =co s sin-Sine cos(1-14)13下标2s2r表示山两相静止坐标系转化到两相旋转坐标系下，所以,(1-15)对式（1-13）两边同时左乘以式（1-14）,就可以得到三相电压型PW整流器在 两相旋转坐标系下的数学模型如式（1-16） o=L- + Rid + SdUdC Liq =L ¾+Riq + SqUdC 一 LidC讐=Sdid +Sqiq瓷,其中 Sd =CZSSB(1-16)其中，SdS（I表示三相PWM整流器在两相同步旋转坐标系下的开关函数。根据 式（1-16）可以画出三相电压型PWM整流器在两相同步旋转

31、坐标系下的数学模 型结构，如图1-6所示。1.3 FWM图1-6两相同步旋转坐标系下PWM整流器数学模型!流器的直接功率控制在三相PwM整流器中，可以直接对功率进行观测，与给定值比较后选择适当的空 间电压矢量，实现对功率的直接控制。三相PwM整流器的直接功率控制具有响应速度 快，控制结构简单等特点。传统理论中的有功功率、无功功率等都是在平均值基础上或向量的意义上定义的, 它们只适用于电压、电流均为正弦波的惜况。1983年AkgaiH率先提出了三相电路瞬 时功率理论，它是以定义瞬时无功功率q、瞬时有功功率P等瞬时量为基础的。（1）三相静止坐标系下的瞬时功率如图1 -7所示，令瞬时相电压、相电流在

32、三相静止坐标系（d、b、C）下各轴分量 为:s= ea b %,= ia ib ic（1-17）e和i之间的夹角为 o图1-7 abc dp坐标系下电压和电流矢量根据瞬时功率的定义，定义瞬时有功功率P为u、i的标量积，瞬时无功功率q为 u、i的矢量积，则瞬时功率可以表示为：P= ea1a÷ebib+ecicq = y Keb 一 ec)ia + CeC 一 eJib + (ea 一 eb)(1-18)(2)两相静止坐标系下的瞬时功率在图1-7中，三相相电压和相电流通过Cbrk变换(等幅值)转化为两相静止坐标系下的瞬时量e ,eWiJ,则在两相静止坐标系下瞬时功率可以表示为:P = (

33、eJ + ei)5 = (e-ep)(3)两相同步旋转坐标系下的瞬时功率(1-19)在图1-7中，两相静止坐标系下的瞬时量ea ,es和JJb通过坐标变换可以转化为同步旋转坐标系下的瞬时量ed ,eq和ijiq,则在两相同步旋转坐标系下瞬时功率可以表示为：P = Kedid + q) Q = Heqid- d¼)(1-20)设电压矢量e和d轴重合，则eq=0o所以两相同步旋转坐标系下的瞬时功率为:P=IedidCI=-Iediq(1-21)设电网电压矢量与同步旋转坐标系的d轴重合，且d轴初始位置与a轴重合。山于电网电压恒定，所以电网电压矢量在d轴上的投影为一常数。式(1-21)表明，

34、控制id就能实现对P的控制，且5增加时P增加；控制就能实现对q的控制，且增加时q减小。这就是开关状态SvSSSC的选择依据。Em为电网电压的有效值，则恒幅值变换后，可以得到:d = Y2Ecl(1-22)d轴与电网电压矢量重合，而设q轴初始位置与d轴重合，则山三相静止坐标系直 接转化到同步旋转坐标系的变换矩阵（等幅值）为Cg*2r,下标3s2r表示山三相静止sin( + ) COS ( + ：兀)坐标系转化到两相旋转坐标系。(1-23)(1-24)以图1-3三相PBM整流的单相交流电路为例，忽略电阻压降Ur,则,UL= G) eu在三相系统中，eq=0,有如下关系：仏L警=ed - Ud +

35、Li = 2Ed -Ud +LiI占（1-25） L = eq -uq - Lid = -Uq - （DLid山式（1-25）可知，瞬时电流量id, iq能被PWM整流器交流侧控制电压, Uq控制 因为4 iq正比于有功功率和无功功率,所以有功功率和无功功率也能通过Ucb UeI控制。当电网三相电压对称时，PgF和q“F为有功功率参考值和无功功率参考值，则Prefsin SLn ( I sin( + 二(1-26)山上式得出：在一定的电网电压下，通过设定有功功率和无功功率，就有确定的三 相电流状态，即控制有功功率和无功功率两个量可以实现三相PWM整流器的控制。图1-8是直接功率控制的系统图，忽

36、略网侧电阻。当整流为单位功率因数时，则Qref=Oo定义，Ap= Pref - p , Aq二qref - q。若p>O,则期望开关动作能使瞬时 有功功率增加；反之，若p<O,则期望开关动作能使瞬时有功功率减小。若Aq>O, 则期望开关动作能使瞬时无功功率增加；反之，若q<O,则期望开关动作能使瞬时无 功功率减小。定义(1-27)fl,P< PrGf-HP=PJq <qrGf-HqPtoJP > PrGf - Hp' q l,q > qrGf - Hq百度文库让每个人平等地捉升门我15式中，Sp. Sq为有功和无功功率滞环比较的结果;第二

37、章异步电机的直接转矩控制本章在阐述异步电机的数学模型和直接转矩控制基本原理基础。上，从磁链控制原 理和转矩控制原理两个方面对异步电机的直接转矩控制进行了深入的分析研究，并且 通过 LABSimUIink仿真验证直接转矩控制的控制效果。2.1异步电机的直接转矩控制的基本原理异步电机是一个多变量.高阶、强耦合的非线性系统，为了便于对电机进行分析 和研究，有必要对实际电机进行如下假设，抽象出电机模型。（1）电机三相定子绕组和转子绕组在空间均匀对称分布，即在空间互120电角度, 所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦分布，忽略空间谐波；（2）各相绕组的自感和互感都是恒定的，即忽略磁路饱和的影响；（3）忽略铁心

38、耗损；（4）不考虑频率和温度变化对电阻的影响。本论文就是在上述假设条件下，对异步电机的数学模型进行分析和推导。在异步 电机的直接转矩控制系统中，我们釆用空间矢量的分析方法，来使问题简单化，图2-1 是异步电机的空间矢量等效电路。图2-1异步电动机的空间矢量等效电路图该等效电路是在正交定子坐标系即 坐标系上描述异步电机的。图中各量的意 义如下：US表示定子电压空间矢量；J表示定子电流空间矢量；J表示转子电流空间矢 量；Wg表示定子磁链空间矢量：WP表示转子磁链空间矢量；3表示转子电角速度（机 械角速度和极对数的积）；并且规定将旋转空间矢量在轴上的投影称为分量，将 旋转空间矢量在轴上的投影称为分量

39、，如图2-2所示。根据图2-1,可以得到异步电机在定子坐标系下的电压方程，us=Rsis+s（2-1）0=Rrir-p÷jr（2-2）百度文阵-让每个人平等地捉升自我17(2-3)(2-4)(2-5)(2-6)(2-7)(2-8)(2-9)图2-2空间矢量分量的定义定子磁链和转子磁链的矢量方程为，=Limr = -Llr定子旋转磁场提供的功率为，P=Pn3gTe石PnRemig二亍 Pn(Wsaiga + 屮s )式中，为定子频率(定子旋转磁场的频率)，为极对数。乂因为,8=jBLim=I8L(irao +jim)所以山式(2-6)可以得到，把式(2-7)代入式(2-5)可以求出电磁

40、转矩TpTe = IPn (8-si8)如果用转子磁链代替定子电流，电磁转矩方程将变为简明的形式。illL = J+ im和式(23) T式(24)可得，Te =卩为"(艸2一屮眈屮叩)(2-10)该公式表达的是定子磁链和转子磁链之间的交义乘积，所以也可以写成如下形式,Te = JPn(s ® r) = IPn 屮r SinY(2-11)式中，Y为定子磁链和转子磁链之间的夹角，即磁通角。在异步电机的实际运行 中，一般是保持定子磁链的幅值为额定值，以便充分利用电机，而转子磁链由负载决 定。山式(2-11)可见，如果想改变异步电机的转矩，可以通过改变磁通角来实现。在交流电机的变

41、频调速系统中，逆变器是一个重要的部件，对电机的控制主要是 通过对逆变器的控制来实现的，直接转矩控制采用的是电压型逆变器，图2-3为三相 电压型逆变器给异步电机供电的示意图，O点为电源的中性点，N为异步电机的中点， 用开关来简化功率器件的开关管。图2-3电压型逆变器示意图一个三相电压型逆变器由三个桥臂组成。由于在同一个桥臂上两个开关不能同时 接通和关断，他们之间互为反向，即一个接通，另一个断开，所以三个桥臂开关有，二8 种可能的开关组合。根据图2-3的电压型逆变器示意图，可得式(2-12),'Ua = UAN = UAo - UNOUb = UBM = UBO - UNO(2-12),U

42、c = Ug = Uco-Jo式中u, ub, UC表示电机输入的相电压。山于假设电机三相定子绕组和转子绕组在空间均匀对称分布，可以得到ua + u+uc = 0,由式(2-12)可以得到，UNO =KUAO ÷ uB0 +C)(2-13)代式(213)入式(212) 9得,(2-14)根据图2-3得到,百度文库让每个人平等地捉升门我19(2-15) t±桥臂逋，下桥臂断 H .Si=S(1 = a, bj5 C)l l,下桥臂通，上桥臂断(2-16)在图2-3中，电机的三相绕组接成星形，在恒幅值变换的原则下，其输出电压空间矢量百的表示式为，us(t) =I(Ua + fr

43、i2r3Ub + ej21c/5iIC)S(2-17)由式(2-16)和(2-17)可以看出，此时电压空间矢量Um只是与三个桥臂的开关矢量 和直流母线电压有关，在直流母线电压不变的情况下，电压空间矢量百是开关矢量 Sa Sb ST的函数。将S* Sb ST的8种开关状态对应的血Ub %代入式(2-17)中, 可以得到电压型逆变器的8个基本输出矢量U(TU7,其定义见表2-1,其中UO和U7是 零矢量，UU6称为非零矢量，这6个非零矢量均匀分布在 坐标平面上，各个矢量相差60,幅值为2udc3,这些电压矢量的空间分布图，如图2-4所示。例如，对于U2即S SJr = 1 1 0,代入式(2-16

44、)得,Ua = Ut=IUdCrUC = -IUdC(2-18)表2-1 8种基本输出表状态O1234厂067SaO11OOO11SbOO111OO1SCOOOO1111图2-4三相电压逆变器的电压空间矢量 代式（2-17）得，(2-19)对照图2-4可知，U2 （IIO）超前Q轴60度。依次计算各开关矢量的电压空间 矢量，就可以得到图2-4o2.2直接转矩控制控制系统图2-5是直接转矩控制系统的基本结构框图，该图所示的结构就能实现异步电机 的直接转矩控制。由图2-5可知，直接转矩控制系统由以下儿个部分组成：（1）转速调节转速调节采用Pl调节器，进行转速控制。转速调节器的输出作 为转矩给定值来

45、应用；（2）磁链和转矩估计以及磁链扇区讣算 根据异步电机的数学模型估汁出电机的 转矩和磁链，并根据佔计出来的磁链讣算出磁链所在的扇区，为选择电压矢量开关信 号提供扇区信息；（3）转矩滞环对转矩进行两点式调节，把转矩限制在一定的容差内，实现高动 态性能的转矩直接控制；百度文阵-让每个人平等地捉升自我(4) 磁链滞环调节磁链幅值，防止定子磁链减小到给定值以下，并且产生磁链 控制信号；光电编码器图2-5直接转矩控制系统的基本框图(5) 电压矢量开关信号选择 开关信号选择单元综合来自磁链调节环节、转矩调 节环节以及磁链所在扇区的三种开关信号，形成正确的电压开关信号，以实现对电压 矢量的正确选择；(6)

46、 逆变器在电压开关状态的控制下电压型逆变器把直流母线电圧逆变成三相 交流电压送给异步电机；(7) 光电编码器光电编码器是用来测量异步电机的转速信号，通过光电编码器 构成电机的速度闭环控制；(8) 坐标变换 将检测到的异步电动机的三相定子电压、电流变换为一个二维的 矢量。磁链控制的Ll的就是根据佔算出的磁链判断磁链运动轨迹的位置，也就是磁链所 在的扇区，且给出能够反映磁链正确变化的磁链开关信号，来选择相应的电压空间矢 量，控制磁链基本按照圆形轨迹旋转。根据图2-1和式(2-1),可以得到，-IlS- RSig(220)为了简化分析，可以忽略定子电阻的影响，则式(2-20)可以转化为字=US(2-

47、21)dt S (2-21)式可知定子磁链变化的方向和当前工作的定子电压方向一致，以最简单 的六步方式运行时，UI (IOO)-U2 (IIO)-U3 (OIO)-U4 (Oll)-U5 (OOl)-U6(IOl)-UI (IOO)循 环一周后，将形成六边形磁链。正六边形磁链对逆变器开关频率要求低，开关损耗小, 但电流谐波和转矩脉动大，而当旋转磁链为圆形时，电流谐波和转矩脉动能大大减小。因此，应尽可能得到圆形定子磁链。为得到圆形定子磁链，可以把整个圆周分成六个 扇区，其基本控制思路是给定一个磁通圆环形误差带，通过不断选取合适的电压矢量Ui,强迫磁链®勺端点不超出环形误差带，于是就控制

48、了定子磁链的幅值，通过选择 零电压矢量使磁链停滞，就可以控制定子磁链的平均旋转速度。(1)磁链滞环控制在磁链控制时，采用滞环比较的方式，即设(2-22)s<sr-0, s>sr+H式中，S力表示定子磁链滞环比较的结果，S力=I表示应当使定子磁链增大，StJ=O 表示应当使定子磁链减小；IIWIl表示定子磁链的大小；IlWs表示定子磁链给定值的 大小；HiJ表示滞环比较式的环宽。(2)磁链观测模型磁链观测的方式有u-i模型，i-n模型和u-i-n模型。u-i模型就是用定子电圧和 定子电流来确定定子磁链的方法，这种方法简单，只需要知道定子电阻，在高速时有 着良好的运行效果，但在低速时会

49、引起很大的误差，导致控制系统的不稳定。i-n模型 就是用定子电流和电机转速来估计定子磁链，这种方法在低速时有着良好的性能，但 是该方法需要知道电机转子参数。u-i-n模型综合了上述两种定子磁链观测模型的特 点，在高速度时采用u-i模型为主导，i-n模型为辅，而在低速度时采用i-n模型为主 导，u-i模型为辅，但是这种模型算法复杂，难以实现。本文采用u-i模型，这种模型简单可翥，并且应用广泛。根据式(2-20)可知，(2-23)式(2-23)即为磁链观测的u-i模型。将m分别投影到轴、轴，可以得到S(X(2-24)(2-25)式(2-24).式(2-25)即为磁链观测u-i模型的另一种表示方式。

50、异步电动机转矩的大小不仅与定子磁链幅值、转子磁链幅值有关，还和它们的夹 角有关，夹角从0度到90度变化时，电磁转矩从零变化到最大值。在直接转矩控制中, 一般保持定子磁链幅值为额定值，以充分利用电动机铁心，通过空间电压矢量的选择 来控制定子磁链的旋转速度，以改变定子磁链的平均旋转速度的大小，从而改变转差 也即磁通角Y的大小来控制电动机的转矩。若要增大电磁转矩，就加载有效空间电压矢量，使电压的幅值足够，定子磁链的 转速就会大于转子磁链，磁通角增大，从而使转矩增加。若要减小电磁转矩，则加载 零电压矢量，定子磁链就会停止转动，磁通角减小，从而使转矩减小。通过转矩两点 式调节来控制空间电圧矢量的工作状态

51、和零状态的交替出现，就能控制定子磁链空间 矢量的平均角速度的大小，通过这样的瞬态调节就能获得高动态性能的转矩特性。（1）转矩滞环控制在转矩控制时采用滞环控制的方式，即设” ,rff<-cSr = O,-r< <T÷f（2-24）式中，s7表示转矩滞环比较的结果，ST = I表示应当使转矩增大，羽=0表示保持 转矩原来的变化趋势不变，Sr = -1表示应当使转矩减小；表示电磁转矩；T；表示电 磁转矩给定，山转速调节得到；比表示转矩滞环比较的环宽。（2）转矩估算图2-5所示的直接转矩控制系统中，通过坐标变换（Cldrk变换）将电机侧的三 相相电压和相电流转化为两相静止坐

52、标系下的分ftus,u5g和J0.,Je。由式（2-24）. 式（2-25）可以得到定子磁链在Cl轴、轴的投影S（I . sa,则由式（2-8）就可 以得到电磁转矩的估算值。如图2-6所示，将两相静止坐标系可以分为六个区间，定义第I区间为-30°, 30 第 II 区间为30o,90ol,第 III 区间为90°, 150°,第 IV 区间为150°, 180°&-180o,-150°,第 V 区间为-150°,-90°,第 Vl 区间为-90°,-30°。根据叽八叽B 的大小，可以确定

53、定子磁链与Cl轴之间的夹角 , |1| 则可以确定定子磁链* m在两 相坐标系中的位置。根据上述对定子磁链控制原理和转矩控制原理的分析可知，直接转矩控制的关键 是根据磁链和转矩的要求合理地选择电压空间矢量。根据磁链所在的扇区共同控制逆 变器地开关状态，既要保证异步电机的定子磁链在给定的范围内变化，乂要保证电机 输出转矩快速地跟随给定变化，使系统获得良好的动态性能。但是在直接转矩控制中，没有一种电压空间矢量能够同时满足实际转矩准确达到给定值的。图2-6 子磁链、转矩和电压空间矢量的关系如图2-6所示，虚线表示定子磁链给定s%当定子磁链处在第I区间时，电机 逆时针旋转时，各电压空间矢量对磁链、转矩

54、的影响如下：(1) 使磁链增加的电压空间矢量为：Ul(IOO), U2(110);(2) 使磁链减小的电压空间矢量为：U3(010), U4(011):(3) 使转矩增加的电压空间矢量为：U2(110), U3(010), U4(011);(4) 使转矩减小的电压空间矢量为：U0(000), Ul(IOO), U5(001), U6(101), U7(lll)o另外，在同一扇区，当磁链处于不同位置时，电压空间矢量对磁链和转矩的 作用大小是不断变化的。根据上面分析，可知磁链响应的准确性较转矩响应的准确性 更易保持，因此在选择控制规则的时候，当转矩和磁链两者的要求产生矛盾时应首先 考虑转矩，在确保转矩动态响应的同时兼顾定子磁链的圆形轨迹。上述的分析和这种 考虑原则可导出一种直接转矩控制电机逆时针旋转时的电压空间矢量开关状态表，如 表2-2所示。表2-2直接转矩控制的开关表磁链转矩IIIIIIIVVVIS =lSt=IU2(110)U3 (010)U4 (Oll)U5 (001)U6(101)Ul(IOO)St=OU7(lll)UO(OOO)U7(lll)UO (OOO)U7(lll)UO (OOO)St=-IU6(101)Ul(IOO)U2 (010)U3 (01