可逆直流PWM系统

1、可逆直流PWM调速系统1 PWM简介1.1 PWM的基本概念脉冲调制技术简称PWM，PWM控制技术就是控制半导体开关元件的导通和关断时间比，即调节脉冲宽度或周期来控制输出电压的一种控制技术。近年来，随着全控型器件的不断发展和PWM技术的日益完善，已广泛应用于变频调速和开关电源等领域。1.2 PWM控制技术的应用调速可分为直流调速和交流调速。尽管直流电机比交流电机结构复杂、成本较高、维修保养贵，但是其调速性能好，所以在调速传动领域中一直占主导地位。然而，近10年来，由于电力电子技术已经很好的解决了交流调速问题。交流调速已得到了广泛的应用。 交流调速是按交流电机转速公式建立的对于同步机、磁阻式电动

2、机，其转速为n=60f/p，对于笼型或绕线型转子异步电机，其转速为：n=60f/p(1-s),原则上讲，改变极对数p、改变转差率s和调节频率f都可以调速。但对于异步电动机以上三种方法虽可采用，但是变极调速是有极调速，而改变转差率的目的是各种调速都是耗能型调速方法，只有变频调速是最为理想的调速方法。但同步电动机，在运行中改变级对数会引起失步，因此只能调频调速。变频调速是以变频器向交流电动机供电，并构成开环或闭环系统。变频器是把固定电压、固定频率的交流电变为固定电压，可调频率的交流变频器。变频器的种类有很多种，其中电压型PWM方式交直交变频器发展速度最快。PWM变频器迅速发展的原因：一是变频器所用

3、的半导体开关器件不断发展；二是PWM控制技术的日益完善。电力电子技术不仅促使交流调速迅速发展，同时也促进了直流调速的新发展。用于直流调速系统，例如，以往普遍应用的晶闸管相控整流直流电机调压调速系统，现在也发展了全波步控整流PWM斩波直流电压调速系统，开关磁阻电动机也是有直流斩波器供电的。PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或周期以达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲序列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。直流电动机转速n的表达式为：n= Ua-IaRaCe-（r/min）式中 Ua电枢端电压（V）Ia电枢电流（）Ra电枢电路总

4、电阻（）每级磁通量（Wb）Ce与电机结构有关的常数由式可知，直流电动机转速n的控制方法可分为两类，即励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法控制励磁通，其控制功率虽然小，但低速时受到磁极饱和的限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制。而且由于励磁线圈电感较大，动态响应较差。所以常用的是电枢电压控制法。Ua=Ud-IaR，虽然调节电阻R即可改变端电压达到调速目的，但这种方法效率很低。随着电力电子技术的进步，可由PWM斩波器进行斩波调压。2 主电路的设计2.1设计任务描述要求设计PWM直流脉宽调速系统，可完成以下任务：(1) 该调速系统能进行平滑的速度调节，负载电机可逆运行，具有较宽的调速范围

5、（D10），系统在工作范围内能稳定工作 ；(2) 系统静特性良好，无静差（静差率s2）； (3) 动态性能指标：转速超调量n8%，电流超调量i5%，动态速降n10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts1s ；(4) 系统在5%负载以上变化的运行范围内电流连续 ；(5) 调速系统中设置有过电压、过电流等保护，并且有制动措施。2.2电路设计及分析根据设计任务可知，要求系统在稳定的前提下实现无静差调速，并要求较好的动态性能，可选择PI控制的转速、电流双闭环直流调速系统，以完全达到系统需要。转速、电流双闭环直流调速系统框图如图2-1所示。图2-1转速、电流双闭环调速系统系统框 两个调节器的输出均带

6、限幅作用的,转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子电换器的最大输出电压。双闭环直流调速系统原理框图如下图2-2所示： 图2-2 双闭环直流调速系统原理框图图2-2 系统实际动态原理框图2.2.1电流调节器电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。对电网电压的波动起及时抗扰的作用。在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。 2.2.2转速调节器转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速n很快地跟随给定电压变化，稳态时可

7、减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。它对负载变化起抗扰作用。其输出限幅值决定电机允许的最大电流。由于测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波。2.2.3系统稳态分析P调节器的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量在动态过程中决定大于输入量的积分，到达稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数转速反馈系数 （21）电流反馈系数 （22）2.3电流调节器的设计 2.3.1电流环的简化在图2-2虚线框内的电流环中，电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际中，对电

8、流环来说，饭电动势是一个变化比较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E0.其中忽略反电动势对电流环的近似条件是 （23）式中 电流环开环频率特性的截止频率。如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改为，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图23b所示，从这里可以看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。最后，由于和一般都比小得多，可以当作小惯性群而近似看作是一个惯性环节，其时间常数为 （24）则电流环结构框图最终简化成图23c所示。简化的近似条件为 （25）(a) 忽略反电动势的动态影响(b) 等效成单位负反馈(c) 小惯性环节近似处理图23电流环的动

9、态结构框图及其简化 2.3.2电流调节器的设计从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图23c可以看出，采用型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。为此，电流环应跟随性能为主，即应选用典型型系统。图23c 表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成 （26）式中 电流调节器的比例系数； 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 （27）则电流环的动态结构框

10、图便成为图24所示的典型形式，其中 （28）图24 校正成典型型系统的电流环动态结构框图上述结果是在一系列假定条件下得到的，现将用过的假定条件归纳如下，以便具体设计时校验。（1） 电力电子变换器纯滞后的近似处理 （29）（2） 忽略反电动势变化对电流环的动态影响 （210）（3） 电流环小惯性群的近似处理 （211）2.3.3电流调节器的参数计算由式25可以看出，电流调节器的参数是和，其中已选定，见式26，待定的只有，可根据所需要的动态性能指标选取。根据电流超调量，由表21，可选和的值。一般，取=0.707，则 （212） 表21 典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参考关系KT0

11、.250.390.50.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间8.3T6.2T4.7T3.6T相角稳定裕度65.5截止频率0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T再利用式27和式26得到 （213）如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式211和式212当然应作相应的改变。此外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足2.3.4电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图25所示。图中为电流给定电压。为电流

12、负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。图25 含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图根据运算放大器的电路原理，可以容易地导出 （214） （215） （216）2.4转速调节器的设计2.4.1电流环等效传递函数由校正后的电流结构框图可知 （217）忽略高次项，可降阶近似为 （218）近似条件为 （219）式中 转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电力换等效环节的输入量为，因此电流环在转速环中应等效为 （220）这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节2.4.2转速调节器的结构选择把电流环的等效环节接

13、入转速环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图26a所示。和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成，再把时间常数为和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中 （221）则转速环结构框图可简化成图26b由于需要实现转速无静差，而且在后面已经有一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为 （222）式中 转速调节器的比例系数； 转速调节器的超其时间常数。（a）用等效环节代替电流环（b）等效成单位负反馈系统和小惯性系

14、统的近似处理（c）校正后成为典型型系统图26 转速环的动态结构框图及其简化这样，调速系统的开环传递函数为 不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如图26c所示。2.4.3转速调节器参数计算转速调节器的参数包括和。按照典型型系统的参数关系，有 （223） （224）因此 （225）至于中频宽h应选择多少，要看动态性能的要求决定。2.4.4转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器的原理图如图27所示，图中为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压 。图27含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器与电流调节器相似，转身调节器参数与电阻、电容值的关系为 （

15、226） （227） （228）3 系统仿真3.1系统仿真原理在Matlab中进入Simulink环境，创建Model文件如下图3-1所示图3-1系统仿真原理图根据上图建立仿真得到转速、电流波形如图3-2所示：图3-2系统转速、电流仿真波形（参数调节前） 图3-2系统转速、电流仿真波形（参数调节后）3.2 系统分析结果由2.2中计算可知此时转速超调量为10.22%，大于要求的8%。因此需要调节系统参数以减小超调，得到更好的转速、电流波形,由公式（2-6）可发现，要减小超调量，可通过改变、大小来调节，但改变需改变h，同时会影响系统调节速度，并且通过计算不能达到系统所需超调要求；而属于发电机固有属

16、性参数，不易改变，因此选择改变来调节。同时由于和成正比关系，变小时超调减小。由于， 减小转速滤波常数即可减小。选择=0.005时，通过参数计算得到此时仿真模型如下图3-3所示： 图3-3参数调整后仿真模型 此时得到转速、电流仿真波形如下图3-4所示：图3-4转速、电流仿真波形（参数调节后）如图所示，此时转速超调明显减小，电流波形也得到改善，调节时间基本无变化，说明选取=0.005是一个很好的参数，并且通过计算验证可以得到此时转速超调为=5.2%，小于8%，完全符合设计任务要求。同时，在仿真环境中改变转速调节器的传递函数将影响系统稳定性，在一定参数条件下会是系统振荡，此时转速、电流波形如下图3-

17、5所示：图3-5转速、电流仿真振荡波形由图可以看到，转速、电流波形经过短时间调节后均可达到稳定，验证了系统的稳定性，此时系统调节时间约为0.35s，小于0.5s，符合设计任务要求。总 结课程设计不仅是对前面所学知识的一种检验，而且也是对自己能力的一种提高。可以说，本次课程设计令我获益匪浅。首先，让我有机会学以致用，并且查缺补漏，将老师在课堂上讲述过的内容应用到具体实践中来，对于抽象的知识有了具体而生动的认识，更加意识到实践与理论的区别，在实际生产中要考虑许多外界因素，而在理论学习时则更多的是在理想环境下进行的，这是我今后从事这一领域的工作时应该特别注意的一点；其次，它教会我如何合作，向老师请教疑难，与同学探讨问题，互相帮助，共同进步，有什么不懂的大家在一起商量，听听不同的看法有助于我们更好地掌握知识与技能，所以在这里非常感谢帮助我的老师和同学。另外，信息搜集与整合也是十分重要的，遇到疑难时首先求助于书本和网络，所以，在设计期间，我在图书馆查了许多相关资料，并在网络上搜索了一些有用的信息，掌握了许多课堂之外的知识，这是意外的收获。致 谢在这次课程设计的撰写过程中，我得到了许多人的帮助。首先我要感谢我的老师在课程设计上给予我的指导、提供给我的支持和帮助，这是我能顺利完成这次报告的主要原因，更重要的是老师帮我解决了许多技术上的难题，让我能把系统做得更加完善。在此期间，我不仅