课程设计名称

1、摘 要目前 ，集成 PWM 开关电源已在通讯、电子计算机等领域获得了广泛应用。PWM 控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值） 。为适应便携式电子产品对电源提出的性能要求，开关电源必须以高效率、高精度、小体积为主要方向发展。采用平均电流控制的 PWM 开关电源具有比较高的控制精度，与其它采用电压、电流双闭环控制的开关电源一样，需要采取措施保证系统的稳定性，并在稳定性和瞬态特性之间进行折中。本文从系统的重要传递函数分析入手，探讨如何设计一个能稳定工作，并保持瞬态响应足够快的基于平均电流控制的 PWM 降压开关电源系统。具体设计流

2、程为:首先推导出工作于 CCM 下降压开关电源功率级的主要传递函数，建立起适用于该系统的完整的复频域框图，最后，通过Simulink 的建模、分析，完成系统级设计。为验证系统设计的结果，本文采用csmch0.6u m 工艺，对控制电路的主要模块进行了电路设计，并由这些模块构建起系统。Hspice 仿真结果表明，该系统能稳定运行，并满足设计指标的要求。关键词：电源电路；调制；系统仿真；关键词：电源电路；调制；系统仿真；目录目录一一 绪论绪论 .1 11.1 开关电源在电子产品中的重要地位 .11.2 开关电源发展概况 .11.3 本文主要工作简介 .2二二 BUCKBUCK 型开关电源主电路型开

3、关电源主电路.3 32.1 BUCK型开关电源主电路 .32.2 BUCK型开关电源稳态分析 .32.3 临界电感 LC.42.4 纹波电压与最小滤波电容值 .52.5 PWM 控制方式 .6电压控制型 PWM 开关电源 .7峰值电流控制 PWM 开关电源 .9三三 系统模拟结果系统模拟结果 .10103.1 系统模拟结果 .10心得体会心得体会 .1111参考文献参考文献 .1212一一 绪论绪论本章简述开关电源的重要地位、发展概况和本文的主要研究内容。1.11.1 开关电源在电子产品中的重要地位开关电源在电子产品中的重要地位电源是电子产品的一个重要组成部分，电源质量直接影响电子设备的性能。

4、便携式电子产品通常采用电池供电，随着放电的进行，电池电压逐渐降低，电池内阻逐渐增大。一方面，在电池新使用时，端电压较高而电池内阻较小，易造成输出电流大于负载实际需要电流而造成电能的浪费，尤其不利于系统工作时间及待机时间的延长;另一方面，使用一段时间后，端电压降低而电池内阻增大，致使负载变化引起较大的供电电压的变化，又不利于系统维持高性能的工作。为延长电池使用寿命以及得到波动小的直流电压，需要高效率、体积小、重量轻的 DC/DC 电压转换器。此外 ，在通信及电子计算机产品设计中，为有效地降低功耗，延长工作时间，通常采用低电压技术，随之而来的是电路速度降低、抗噪声性能下降等。为在功耗和其它性能之间

5、折衷，需要针对各电路模块的性能要求采用多电压供电。通过在电池与负载之间接入多个 DC/DC 电压转换器可很方便地实现多电压供电.DC /DC 电压转换器有三种类型:线性稳压器、电荷泵和开关电源。其中开关电源因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点而倍受人们的青睐，它广泛应用于便携式装置如笔记本电脑、移动电话、寻呼机、PDA 中。1.21.2 开关电源发展概况开关电源发展概况开关电源围绕着提高集成度、提高效率、提高控制精度和小型轻量化发展。1、 提高集成度。早期的开关电源系统以分立元件构成为主。90 年代中、后期，出现了由控制芯片、功率管和电感电容元件组成的功率集成电路(Power IC)

6、。由于方便地实现了功率调节、远程控制等功能，以及体积、重量的大幅度降低，功率集成电路顺应了现代便携式电子设备对电源的需求，并因此得到了广泛应用和快速发展。集成开关电源在通信行业、工业自动化、汽车制造业、航空航天技术等领域中成为电源设计的主流，代表着稳压电源的发展方向，被誉为高效节能电源。发展到今天，功率集成电路控制芯片把控制电路和功率开关集成到一起，外部仅需少量的电感、电容元件就可方便地构成开关电源。可以预期，随着电感元件在芯片上集成技术的日渐成熟，开关电源系统的集成度会更高。2、 提高电源转换效率。提高电源的转换效率意味着降低电源的损耗。开关电源的损耗主要包括两种:开关元件导通时，电流流经开

7、关的导通电阻，产生导通损耗;开关元件在导通、截止间转换时，由开关管的栅源电容充放电引起的开关损耗。针对减少这两项损耗，分别发展了同步整流技术 Pl 和软开关拓扑结构。同步 整 流 技术采用 MOSFET 代替整流二极管，由于 MOSFET 的导通电阻很低，只有几十毫欧，整流元件的导通损耗大大降低，提高了转换效率。同步整流技术尤其适宜应用在低电压、大电流的场合。3、 提高控制精度。控制方式由初期的电压单环反馈控制发展到电压、电流双环反馈控制，其中基于平均电流控制的 PWM 控制技术能实现对电感电流平均值的精确控制，已成功应用在功率因素矫正电路中。此外，还出现了有电荷控制技术等。4、 小型轻量化.

8、开关电源的体积越来越小。随着集成度的提高，开关电源所需要的外围元件越来越少;随着开关频率的提高，系统所需要的电感、电容元件值降低，电感、电容元件占用的体积减小。此外，还出现了由同一个输入电源实现多路电源输出的拓扑结构 s1。多路输出电源可以通过并联或串连方式实现。采用单输入多输出 DC/DC 转换器可有效减少整机体积，是实现整机综合性能优化的措施.1.31.3 本文主要工作简介本文主要工作简介为兼顾开关电源在稳定性、快速性和稳态精度等三方面的要求，必须对系统的数学模型进行详尽的分析和设计。本设计主要研究采用平均电流模式的PWM 控制技术，探讨如何建立能方便应用 Simulink 进行分析、设计

9、的系统模型，以及如何设计一个能稳定工作，并保持足够快的动态响应性能的 PWM 降压开关电源.平均电流控制模式出现于九十年代，由峰值电流控制模式发展而来。目前己发表的论文中，探讨系统级设计多数仅限于探讨电流调节器的设计。本文参考在电流型 PWM 开关电源的建模、系统设计方面取得的已有成果，提出适用于采用平均电流控制模式的 PWM 降压开关电源系统的复频域模型，并据此在Simulink 中建模，完成系统级设计，提出明确的设计流程。为验证 系统设计的结果，本文还对控制电路的主要模块给出电路设计方案，并由这些模块构建起系统，通过 Hspice 仿真，系统能稳定工作。二二 BuckBuck 型开关电源主

10、电路型开关电源主电路2.1 Buck 型开关电源主电路型开关电源主电路Buck 型开关电源将输入电压 Vin 变换成 0VoVi。的稳定输出电压 Vo，所以又称降压开关电源。DLCR LVinM PVPXGND+-Vo入t入图 2-1 Buck 型开关电源主电路图 2 -1 是 Buck 开关电源的主电路图:Vi。为输入电源，通常为电池或电池组。Mp 是主开关管，因其源端接电源 Vin，适宜选用低电平导通的 PMOS 管。二极管 D 是辅助开关管，也称为整管，一般使用具有较低正向导通电压的肖特基二极管。Vp 是 Mp 的栅极控制信号，由控制电路提供，RL 表示负载电阻。在一个开关周期中，首先，

11、在控制电路作用下，Mp 导通，x 点高电位，二极管因受反向偏压而截止，电流由电池流经 Mp、电感 L 到电容 C 和负载。电感电流持续上升，电感储能在增加，能量由电池传送到电感并存储在电感中:第二阶段，控制电路使 Mp 截止，迫使 x 切断电池和电感元件的连接，于是电感产生感生电动势使电流维持原来的流向点电位降至比地电位还低一个二极管的正向导通压降，二极管 D 电流提供通路，电流由电感 L 流向电容 C 和负载，电感电时间下降流向负载。导通，为电感，能量由电感经电感 L、电容 C 滤波，在负载上可得到脉动很小的直流电压 V。2.22.2 BuckBuck 型开关电源稳态分析型开关电源稳态分析如

12、前所述,Buck 型开关电源完成将直流电压 Vi。转换成直流电压 V。的功能。本节研究 Buck 电源稳态工作时的工作波形和主要关系式，并对电感电流连续模式(Continuous Conduction Mode)和电感电流断续模式iscontinuous Conduction Mode)作了简单的探讨，最终得出保持系统工作于 CCM 的条件。设功率 管 的开关频率为关，则开关工作周期为 T= 1 抓，一周期，功率管导通的时间为 to，关断的时间为 tog,定义占空比 d 如下: （2-1）sTtond 当系统工作在稳态时，占空比是恒定的，通常以 D 表示。为简化分析,作如下假定:1. MOS

13、管和二极管均为理想开关元件，即导通时压降为零，截止时漏电流为零;2、电感 、电容是理想元件。电感工作在线性区且未饱和，寄生电阻为零。电容的等效串联电阻也为零;3、输出电压中的纹波分量与输出电压相比，可以忽略。设 MOS 管的导通占空比为 D1，二极管的导通占空比为几。如果新的周期在电感电流尚未降至零时开始，则系统工作在 CCM，工作波形见图 2-2(a)，此模式下有 D1+D2=1。当 MOS 管导通时，电感电流线性上升，可以算得上升斜率 M1 为 (2-2)LVVmoin1(a)CCM 模 (b)DCM 模式图 2-2 Buck 型开关电源的工作波形设该段时间内电感电流上升的增量为，则ris

14、eLI, (2-3)SoinTDoinriseLTDLVVdtLVVIn10,1当 MOS 管截止时，电感电流线性下降的斜率 m:为 (2-4) LVmo2设在 MOS 管截止时段内，电感电流线性下降的电流变化量为，则fallLI, (2-5)soTTDofallLTDLVdtLVIss)1 (1,1稳态时，两电流变化量相等，令式(2-3), (2-5)右边相等，可得 (2-6)inoVDV1得出结论:输出电压 VO随主开关管的占空比 D1而变化。系统稳态时的电压增益为 (2-7)inoVVM 2.32.3 临界电感临界电感 LcLc当电感值 L 较小，负载电阻值 R:较大，或开关周期 Ts

15、较大时，会出现电感电流己经下降至零，而下一开关周期却尚未开始的情形。于是，当新的周期到来时，电感电流将从零开始线性增加。系统工作在 DCM，工作波形见图 2-2（b），注意到此时 D1+D21.由图 2 -2( b)中电感电流上升阶段与下降阶段的电流变化量绝对值相等的特点，即 (2-8)SoSoinTDLVTDLVV21得到 DCM 下输出电压与输入电压之间的基本关系式为 (2-9)inoVDDDV211由于 D1+D21 ，所以在 DCM 下，开关电源的电压增益高于 CCM 下的电压增益。对比 2 -2 图(a)和图(b)，根据与 Io 相对值关系可划分两种工作状态，并LI且在两种状态间存在

16、一个临界状态点，即在电感电流下降到零的时刻，新的周期恰好开始。三个状态的特点分别为CCM 状态: Io 21LI（2-10）临界状态： =Io 21LI（2-11） DCM 状态： Io 21LI（2-12）由式(2-5)和式(2-11)，可得在临界状态有 （2-13）oLoSoIRVTDLV22上式中 RL 是负载电阻值。满足式(2-13)的电感值称为临界电感，以 Lc 表示，则 （2-14）sLSLCfRDTRDL22212经过简单变形，易得计算临界电感值常用的表达式 （2-15）12121DfPVLsooC式中 一 Po=VoIo 是开关电源的输出功率。对式 (2 -1 5)讨论，可得:

17、当 Lc 和 D2,Ts ,值固定时，若 RL值增大，系统由 CCM 状态向 DCM 状态转换;而当 RL. D2和 Ts 值固定时，若 LVC，使 PWM 比较器翻转，于是 R=1, S=0，触发器输出 Q=O,功率管被关断，直至振荡器送出新的脉冲，开始下一开关周期。上述过程实现了如下的控制规律:当电感电流上升到满足条件 VsensVc-Vramp 时，功率管即被关断，于是电感与电池的连接被断开，电感电流随后就线性下降，直到下一周期开始功率管重新导通后电感电流才会增加。而在本周期内，功率管断开时刻的电流瞬时值即为电感电流峰值.考虑到Vsens=ILRsAs，可以得出结论:在每个周期，由电压控

18、制外环输出控制电压VC，它为本周期的电感电流瞬时值设定了的最大值(Vc-Vramp)/RsAs，故称为电感电流峰值控制模式.补偿斜坡的主要作用是增加系统的稳定性，它还能抑制次谐波振荡和振铃电感电流。从 PWM 控制机理可知:电压控制外环根据负载和输入电池电压状态设定本周期的电感电流峰值，电流控制内环将设定的电感电流峰值与实际的电感电流瞬时值作比较，系统根据此比较结果调整开关管关断的时刻，从而实现对电感中峰值电流的控制。由于输出负载电流正比于电感电流，所以 PCM 控制技术实现了在逐个开关周期内控制输出电流，从而具有比 VM 控制更优越的负载调整特性和抗输入电源扰动能力。PCM 控制的实质是使电

19、感电流峰值跟随由控制电压 Vc 设定的值。由于负载电流是与电感电流的平均值成正比的，而电感电流平均值和电感电流峰值之间存在差值，所以 PCM 控制技术对负载电流的控制精度不高;另外，电感电流上升时段内的上升斜率(Vin-Vout)/L 比较小，所以这种控制方法易受噪声干扰，A合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断。由于每次开关管通断时都会产生噪声尖峰，PCM 控制技术对开关管控制的可靠性有待改善。为提高控制精度,增强电路的抗噪性能,可采用 ACM 控制。三三 系统模拟结果系统模拟结果3.13.1 系统模拟结果系统模拟结果恒定占空比 D=0.56，L 取不同值时功率级的工作波形：图 3-1 占空比恒定时，L 取不同值时对输出电压的影响图 3-1 给出了电感值分别为 L=2H，L=40H 和 L=100H 时，负载上得到的电压输出波形 Vo,可比较得：L 取值越大，则电压超调量越小，电压波纹系数也越小，但电压建立是时间越长；反之，L 取值越小，则电压超调量越大，电压波纹系数也越大，但电压建立是时间越短。当 L 值过小，系统将不能维持 CCM 状态.根据式（2.17）计算临界电感值：当 Vin=5V,Vo=3.2V,Io=1.2A 时, 计算得 Lc=1.16H.实际模拟结果为 L=1H时出现临界状态，此时电感电流工作的波形如图图3-2临界模式时电