1H型主电路的直流PWM-M可逆调速系统仿真与设计1讲解

1、武汉理工大学运动控制系10统 课程设计说明书1.1 背景在现代科学技术革命过程中，电气自动化在 20 世纪的后四十年曾进行了两次重大的 技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以 线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是把现代控制理论和计算机 技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系统的动 态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞 跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调 速系统是其中的核心部分。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶

2、闸管、电力晶体管或其他电力电子器件 以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低阶近似。 而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器） ，和由 R、C 等元件构成的无源校正网络 相比,又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规律 , 于是就有可能将各种各样的控制 系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟并日渐成 为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的舞 台。相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈，于是直流调速的优势就 显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠

3、，精度最高的调速方法。譬如在对控制精度有较 高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系 统的研究还是很有必要的。1.2 直流调速系统的方案设计1.2.1 设计已知参数1、拖动设备：直流电动机： PN 185W U N 220V I N 1.1A n 1600r /minN ，过 载倍数1.5 。2、负载：直流发电机： PN 100W U N 220V IN 0.5A n 1500r /min N 3、机组：转动惯量 GD2 0.065Nm21.2.2 设计指标1、D，稳态时无静差。2、稳态转速 n=1500r/min, 负载电流 0.8A。3、电流超调量 i

4、 5% ，空载起动到稳态转速时的转速超调量 n 15%1.2.3 现行方案的讨论与比较直流电动机的调速方法有三种：调节电枢供电电压 U、改变电动机主磁通 、改变电 枢回路电阻 R。改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能 要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速 配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统 来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的 可控直流电源，常用的可控直流电源有三种：旋转变流机组、静止可控整流器、

5、直流斩波 器或脉宽调制变换器。由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋 转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而 且缩短了响应时间。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统已经成为直流调速 系统的主要形式。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。1.2.4 选择 PWM控制系统的理由SG3525是一种性能优良，功能全，通用性强的单片集成 PWM控制器。由于它简单、可 靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：1) PWM

6、调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2) 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3) 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到 1： 10000 左右。4) 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快。变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中 小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非 常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中， PWM调速方式尤为大家所重视，这是 我们选取它作为研究对象的重要原因。1.2.5 选择 IGBT的 H桥型主电路的理由IGBT的优点：1) IGBT 的开

7、关速度高，开关损耗小。2) 在相同电压和电流定额的情况下， IGBT的安全工作区比 GTR大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力3) IGBT 的通态压降比 VDMOSFE低T，特别是在电流较大的区域。4) IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力 MOSFE类T 似。5) 与电力 MOSFET和 GTR相比， IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可保 持开关频率高的特点。在众多 PWM变换器实现方法中，又以 H 型 PWM变换器更为多见。这种电路具备电流连 续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计以H型 PWM直流控制器为主要研究对象。1.2.6 采用转速电流双闭环的

8、理由同开环控制系统相比，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系 统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用 PI 控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但 是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭 环系统就难以满足要求。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够 快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起 动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最 大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后

9、电枢电流立即降至负载电流值。如 果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转 速、电流双闭环调速系统。目录摘 要. 4Abstract . 51 双闭环直流 PWM-M可逆调速系统的原理与设计. 61.1 系统框图 61.2 转速、电流双闭环调速系统1.4 电流调节器和转速调节器的设计 . 101.4.1 电流调节器的设计 111.4.2 转速调节器的设计 . 122 可逆 PWM变换器 . 132.1 可逆 PWM变换器工作原理 . 132.2 PWM控制电路 . 153 系统的仿真 . 163.1 建立仿真模型

10、 163.2 H 桥 PWM直流可逆调速系统的仿真分析及结果 . 183.2.1 H 桥 PWM开环调速系统仿真结果 183.2.2 H 桥 PWM双闭环直流调速系统仿真图 194 总结 . 23参考文献 . 24摘要当今，直流调速控制作为电气传动的主流在现代化生产中起着主要作用。本文主要研 究直流调速系统，它主要由三部分组成，包括控制部分、功率部分、直流电动机。长期以 来，直流电动机因其具有调节转速比较灵活、方法简单、易于大范围内平滑调速、控制性 能好等特点，一直在传动领域占有统治地位。本文对基于微机控制的双闭环可逆直流 PWM调速系统进行了较深入的研究，随着计算 机毕业设计技术的不断进步，

11、 数字化 PWM 已逐步取代模拟式 PWM，成为电力电子装置共 用的核心技术。 交流电机调速性能的不断提高在很大程度上是由于 PWM 技术的不断进步。 目前广泛应用的是在规则采样 PWM 的基础上发展起来的准优化 PWM 法，即三次谐波叠 加法和电压空间矢量 PWM 法，这两种方法具有计算简单、实时控制容易的特点。论文分析了系统工作原理和提高调速性能的方法，研究了MOSFE模T 块应用中驱动、吸收、保护控制等关键技术 . 在微机控制方面，讨论了数字触发、数字测速、数字 PWM调 制器、双极式 H型 PWM变换电路、转速与电流控制器的原理 , 并给出了软、硬件实现方案。 关键词： 直流可逆调速，

12、双闭环， PWMAbstractToday,DC speed regulation is mainly made up of control unite,power unite and DC motor.For a long time,DC motor has possessed the main role in the area of electric drive field because of its neatly adjust,easy method and smooth timing in wide rage,also,its control performance is very

13、good.This paper based on the microcomputer control of double closed loop speed system reversible dc PWM is thoroughly study, along with the computer graduation design technology advances, digital PWM has gradually replace analog PWM, become the power electronic equipment Shared by the core technolog

14、y. Ac motor performance of speed in the continuous improvement of the largely due to PWM technology advances. It is used widely in the rules of the sample PWM developed on the basis of accurate PWM optimization method, i.e. three harmonic superposition method and voltage space vector PWM method, the

15、 two kinds of method is simple, the characteristics of the real-time control easily.This paper analyzes the working principles of the system and some key technical issues of the application based on the IGBT apparatus,which include drive circuit,snubber circuit,protection and controlling the quantit

16、y of heat,and so on.In the aspect of microcomputer control,it has discussed the principle of number touch of、f number velocity testing、 current/velocity controller 、number PWM modulator and presents the hardware/software scheme to achieve it.Keywords: reversible DC timing system,Double Closed Loop P

17、ulse-Width ModulationH型主电路直流 PWM-M可逆调速系统1 双闭环直流 PWM-M可逆调速系统的原理与设计1.1 系统框图整个系统上采用了转速、电流双闭环控制结构，如图 1 所示。在系统中设置两个调节 器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节 器的输入，再用电流调节器的输出作为 PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节 环在里面，是内环，按典型型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型型系 统设计。为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用 PI 调节器并对系统进行了校正。 检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行

18、检测，转速还则是采用了测速电 机进行检测，达到了比较理想的检测效果。主电路部分采用了以GTR为可控开关元件、 H7武汉理工大学运动控制系10统 课程设计说明书PWM脉冲波形，通过调节这两路波形的宽桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。控制 度来控制 H 电路中对电机速度的控制。11直流调速系统的结构如上图所示，其中 UPE是电力电子器件组成的变换器，其输入接 三相（或单相 ） 交流电源，输出为可控的直流电压铸。对于中、小容量系统，多采用由 IGBT 或 P 一 MOSFET组成的 PWM变换器 ; 对于较大容量的系统，可采用其他电力电子开关器件， 如 GTO、 IGCT 等 ; 对于特大容量的

19、系统，则常用晶闸管装置。根据自动控制原理，反馈控 制的闭环系统是按被调量的偏差进行控制的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生 纠正偏差的作用。1.2 转速、电流双闭环调速系统一般来说，我们总希望在最大电流受限制的情况下， 尽量发挥直流电动机的过载能力， 使电力拖动控制系统以尽可能大的加速度起动，达到稳态转速后，电流应快速下降，保证 输出转矩与负载转矩平衡，进入稳定运行状态。这种理想的起动过程如图2 所示。t图 2 转速调节系统理想起动过程为实现在约束条件快速起动，关键是要有一 个使电流保持在最大值的恒流过程。根 据反馈控制规律，要控制某个量，就要引入这个量的负反馈。因此很自然地想到要采用电

20、 流负反馈控制过程。这里实际提到了两个控制阶段。起动过程中，电动机转速快速上升， 而要保持电流恒定，只需电流负反馈；稳定运行过程中，要求转矩保持平衡，需使转速保 持恒定，应以转速负反馈为主。如何才能做到使电流、转速两种负反馈在不同的控制阶段参考双闭环的结构图和一些电力电子的知识，采用机理分析法可以得到双闭环系统的 动态结构图。如图 4 所示。图4 双闭环直流调速系统动态结构图在转速环、电流环的反馈通道和输入端增加了转速滤波、电流滤波和给定滤波环节。因为电流检测信号中常含有交流成分，须加低通滤波，其滤波时间常数Toi 按需要而定。滤波环节可以抑制检测信号中的交流分量，但同时也个反馈检测信号带来延

21、迟。所以在给定信号通道中加入一个给定滤波环节，使给定信号与反馈信号同步，并可使设计简化。由测 速发电机得到的转速反馈电压含有电机的换向纹波， 因此也需要滤波， 其时间常数用 Ton 表 示。1.3 双闭环控制系统起动过程分析前面已经指出，设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于理想的起动过程， 因此在分析双闭环调速系统的动态性能时，有必要先探讨它的起动过程。双闭环调速系统 突加给定电压 Un* 由静止状态起动时， 转速和电流的过渡过程如图 5 所示。由于在起动过程 中转速调节器 ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，整个过渡过程也就分为三个阶 段，在图中表以、和。第阶段： 0 t1是电

22、流上升阶段。突加给定电压 Un* 后，通过两个调节器的控制作用， 使Uct、Ud0、 Id 都上升，当 Id I dL后，电动机开始转动。由于机电惯性的作用，转速的 增长不会太快，因而 ASR的输入偏差电压 Un Un* Un 数值较大并使其输出达到饱和值 U i*m ，强迫电流 I d迅速上升。当 Id Idm 时，Ui U i*m ，电流调节器 ACR的作用使 Id不再迅 速增加，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中， ASR由不饱和很快达到饱和，而 ACR一般应该不饱和，以保证电流环的调 节作用。图 5 双闭环调速系统起动时的转速和电流波形第阶段： t1t2 是恒流加速阶段。这一阶段是起动

23、过程的主要阶段。在这个阶段中， ASR一直是饱和的，转速环相当于开环状态，系统表现为在恒流给定Ui*m 作用下的电流调节系统，基本上保持电流 Id 恒定（电流可能超调，也可能不超调，取决于 ACR的参数）， 因而拖动系统的加速度恒定， 转速呈线性增加。又Ud0 RdId Ce n ，n U d0 U ct ， 这样才能保持 I d =cont。由于 ACR是PI调节器，要使它的输出量按线性增长，其输入偏差 电压 Ui Ui* U i必须维持一定的恒值，也就是说， Id 应略低于 I dm 。此外还应指出，为 了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中电流调节器是不能饱和的，同时整流装置的 最大电

24、流 U d0m也须留有余地，即晶闸管装置也不应饱和，这都是设计中必须注意的。第阶段： t2以后是转速调节阶段。此时 n n* ，Un Un* ， Un 0 ，但由于积分作 用，U i* U i*m ，所以电动机仍在最大电流下加速， 必然使转速必超调。 当 n n* 时， U n 0， 使 ASR退出饱和状态，其输出电压即 ACR的给定电压 Ui* 迅速下降， I d也迅速下降。但由 于Id I dL ，在一段时间内，转速仍继续增加。当 Id I dL时， Te TL，dn 0，n 达到最 dt 大值（t3时刻）。此后，电动机在负载的阻力下减速， 与此相应，电流 I d也出现一段小与 IdL 的

25、过程，直到稳定。 在这最后的转速调节阶段内， ASR与 ACR都不饱和， 同时起调节作用。 由于转速调节在外环， ASR处于主导地位，而 ACR的作用则是力图使 I d 尽快地跟随 ASR的 输出量 Ui* ，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。综上所述，双闭环调速系统的起动过程有三个特点：饱和非线性。在不同情况下表现为不同结构的线性系统。准时间最优控制。阶段属于电流受限制条件下的最短时间控制。采用饱和非线性控 制方法实现准时间最优控制是一种很有使用价值的控制策略，在各种多环系统中普遍 地得到应用。转速必超调。 按照 PI调节器的特性， 只有转速超调， ASR的输入偏差电压 U n为负值，

26、才能使 ASR退饱和。这就是说，采用 PI 调节器的双闭环调速系统的转速必超调。1.4 电流调节器和转速调节器的设计我们现在采用一般系统调节器的工程设计方法具体设计双闭环调速系统的两个调节 器。由工程设计法可知，设计多环控制系统的一般原则是：从内环开始，一环一环逐步向 外扩展。在这里，先从电流环入手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转武汉理工大学运动控制系统课程设计说明书速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器1.4.1 电流调节器的设计37由双闭环系统动态结构图可看出外环通过反电动势 E 对内环产生影响，但是由于实际 系统中处于外环的系统机电时间常数 Mt 比内环的时间常数大得多

27、，机构经 ACR对内环效 正后其输出量 Ia t 的动态过程变化很快，而反电动势 E 的变化过程 E（t ）相对来说是缓 慢的。反电动势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用，在电流调节器的调节过程中 可以近似地认为 E 基本不变。因此在设计电流环时可以简化计算略去反电动势 E 对内环地 影响，将电流闭环的动态结构简化为单位负反馈形式并将脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间 T 与电流反馈滤波时间 Toi 两个小的时间常数所对应的两个小惯性合并为一个小惯性 时间环节，即 T i T Toi ，于是得到如图 6 的电流简化动态结构图。电流环即可设计成典型 I 型系统也可设计成典型 II 型系统，一

28、方面取决于对电流环 的动态要求，并且典型 I 系统的跟随性能优于抗扰性，而典型 II 型系统的抗扰性优于跟 随性。电流环的一项重要作用就是保持电枢电流动态过程中不超过允许值，因而在突加控 制作用时不希望有超调，或者超调量越小越好。从这个观点出发，应该把电流环效正成典 型 I 系统。另一方面电流环还有对电网电压波动及时调节的作用，为了提高其抗扰性能， 有希望把电流环效正成典型 II 系统。在一般情况下，当控制对象的两个时间常数之比 Tl /T i 10 时，典型 I 系统的抗扰恢复时间还是可以接受的， 因此，效正成典型 I 型系统， 显然采用 PI 调节器，其传递函数为：s1isWACR S K

29、i is 1（1 1）电流调节器的参数包括 Ki 和 i ，为了让调节器零点对消掉控制对象的大时间常数极点，取 i =Tl 。按二阶最佳系统效正，在一般情况下，希望超调量 %5%时，查表得阻尼 比=0.7070， KIT i =0.5 ，因此KiTlR2KS T i12)1.4.2 转速调节器的设计由自动控制基本理论推导可得，电流环不论是典型近似条件下都可以等效为一个惯性环节，写成通式为：I 型花或是典型 II 型化在一定的Wcli (s)aT i s 113)若典型 I 型化且=0.707，KIT i =0.5 ，则 a=2。若典型 II 型化 h=5,m=0.1. 则a=5/6。 由上式画

30、出转速闭环的动态结构图，将它简化为单位负反馈形式并将两个小惯性合并 为一个小惯性，即将转速给定及转速反馈的滤波时间常数 Ton 与电流环等效时间常数 aT i 合并为转速环小惯性时间常数 T N. 由于要求转速对负载扰动无静差，则在 ASR中必须含 有积分环节，取 ASR为 PI 调节器，因此转速环必然按典型 II 型系统设计。若只考虑给定 信号的作用则得到简化的转速环的动态结构图如图 7 所示，这里有可见，上图已具备典型 II 型系统的标准形式， ASR调节器的参数按以下各式计算即可KNKn R h 122 n CeTm 2h2T n2hTKn(h 1) CeTm2h RT n15)16)1

31、7)2 可逆 PWM变换器2.1 可逆 PWM变换器工作原理可逆变换器主电路的结构形式有 H型、T型等多种类型， 现在选用常用的 H型变换器， 它是由 4 个电力晶体管和 4 个续流二极管组成的桥式电路。 H型变换器在控制方式上分为 双极式、单极式和受限式三种。本设计选用双极式 H 型 PWM变换器。图 8 绘出了双极式 H型 PWM变换器的电路原理图。 VT1和VT4同时导通和关断，其驱动 电压U b1和U b4 ；VT2和VT3同时动作，其驱动电压 Ub2=Ub3 = Ub1。它们的波形如图 9 所示。 在一个开关周期内， 当 0t ton时，U b1和U b 4为正，晶体管 VT1和VT

32、4饱和导通；而Ub2和 Ub3为负，VT2和VT3截止。这是， U S加在电枢 AB两端, U AB =U S ,电枢电流 id沿回路 1 流通。tont T 时，Ub1和Ub4变负，VT1和VT4截止；Ub2、Ub3变正，但VT2、VT3并不 能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下， di 沿回路 2经VD2 、VD3续流，VD2、VD3 上的压降使 VT2 、VT3c-e 极承受反压，这时， UAB= Us。UAB 在一个周期内正负相间，这 是双极式 PWM变换器的特征。图 8 双极式 H 型 PWM变换器电路图9 双极式 PWM变换器电压和电流波形双极式可逆 PWM变换器电枢平均端电

33、压为：2tonU s ( Ton 1)USt T t Ud tTonUs T Tton21)=UdUs定义 PWM电压的占空比，则22)=2ton 1T的变化范围为 1 1。当为正值时，电动机正转； 为负值时， 电动机反转； 0 时，电动机停止。在 0 时虽然电机不动，电枢两端的瞬时电和瞬时电流都不是 零，而是交变的。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的损耗。但 它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩 擦死区。2.2 PWM 控制电路经典的模拟控制电路主要由 PWM电 路、 延时电路和驱动电路组成。 而 PWM发生电路是 采用三角波发生

34、器产生的三角波放大后与一路可调直流电压（电流调节器输出的 uk 进行 比较，则电压比较器输出的是一系列方波信号。如果改变uk 的大小 , 那么方波脉冲宽度将会改变 , 从而达到脉宽调制的目的。 其基本电路结构和调制原理如图 10。脉宽调制信号 的质量，对于 PWM调 速系统是十分重要的。然而它的质量主要取决于三角波信号的质量。 如果三角波的线性度不好，那么 PWM的 输出将得不到对称的波形。这对调速系统来说，将 大大地降低系统的性能，出现正反转不平衡。图 10 PWM基本电路结构和调制原理3 系统的仿真3.1 建立仿真模型(1) 打开 MATLAB中的 Simulink 工具箱，将所需模块拖入

35、模型编辑窗口并将其相连(2) 将设计的开环调速系统的参数输入各个模块，运行调试功能，如果无误后就可以 运行系统。(3) 运行后便可通过模拟示波器观察波形。1H桥 PWM发生器仿真模型如图 11 所示图 11 H 桥 PWM发生器防真模型2转速调节器和电流调节器模块分别如图 12、13 所示图 12 转速调节器模块图 13 电流调节器模块2H桥 PWM开环调速系统仿真模型如图 12 所示：图 12 H 桥 PWM开环调速系统仿真模型3H桥 PWM双闭可逆环调速系统仿真模型如图 13 所示：图 13 H 桥 PWM双闭环调速系统仿真模型3.2 H 桥 PWM直流可逆调速系统的仿真分析及结果3.2.

36、1 H 桥 PWM开环调速系统仿真结果PWM 变流器的输出瞬时电压波形图如图 14所示：图 14 PWM输出电压瞬时值波形图由于输出电压基本是定值，所以其平均电压与瞬时电压一样，其波形图是一条稳定的直线。转速波形图如图 15 所示：图 15 输出转速波形图电枢电流波形图如图 16 所示：图 16 电枢电流波形图3.2.2 H 桥 PWM双闭环直流调速系统仿真图转速给定波形图如图 17 所示：图 17 转速给定波形图转速波形图如图 18 所示电流给定波形图如图 19 所示图 19 电流给定波形图图 21 电流调节器的输出图 22 电流调节器输出局部展开图4 总结双闭环调速系统起动过程的电流和转速

37、波形是接近理想快速起动过程波形的。按照 ASR在起动过程中的饱和情况，可将起动过程分为三个阶段，即电流上升阶段、恒流升速 阶段和转速调节阶段。从起动时间上看，阶段恒流升速是主要的阶段，因此双闭环系统 基本上实现了电流受限制下的快速起动，利用了饱和非线性控制方法，达到“准时间最优 控制”。带 PI 调节器的双闭环调速系统还有一个特点，就是转速必超调。在双闭环调速系 统中， ASR的作用是对转速的抗扰调节并使之在稳态时无静差，其输出限幅决定允许的最 大电流。 ACR的作用是电流跟随，过流自动保护和及时抑制电压波动。本次设计的直流 PWM调速系统与由晶闸管相控整流构成的直流调速系统的区别在于主 电路和 PWM控制电路。至于闭环控制系统，静、动态分析和设计基