电路设计学习笔记

1、电路设计之步步为赢作者: #蓝色阿拉丁# QQ:80282987第一章 稳压二极管应用 1.1 实现稳压需要满足的条件1） 必须工作在反向击穿状态，即二极管应该反接，负极接电源，且电压必须大于它的稳压值。2） 满足上面的基本条件外，要想达到比较好的稳压效果，还需要考虑其它因素，比如最小稳定电流IZmin(如图1)。在电流小于IZmin时，电压是随着电流的增加而增大的，实际经过它的电压稳压后的电压值要比额定的要小，一般可能相差1V左右，从下面的参数表可以看出，稳压二极管的稳压值是有一定的波动范围的。要想随电流的增加，电压值仍保持基本不变，则应考虑最小稳定电流，一般工程应用参考值为4mA8mA3）

2、 当然有最小稳定电流，就有最大稳定电流，电流过大会损坏二极管，即有最大耗散功率(Pcm=Icm*Umax) 1.2 基础应用电路1.2.1 与电阻串接到电路中降压1) 外部VDD一般为控制线，没起作用时可能悬空，起作用时引入12V电压，所以为了使外接悬空时，三极管不出现微导通状态，所以接一个下接电阻R1到地是有必要的（一般10K左右），而且分得的电流很小，基本不影响电路的导通情况Ir1=0.7v/20k=35uA2) 稳压二极管D2导通时，如果电流达到了最小稳压电流的话，经D2后降压约6.8V，如果实际电流比较的话，实际经稳压二极管D2的降压值会比6.8V小（未进入稳压区前，二极管电压随电流增

3、大而增大，一直到最小稳压电电流时到达最大稳压6.8V）。我们先假设为6.8V计算，则加到R2上的电压Vr2=12V-6.8V-0.7V=4.5V，则该支路总电流I=4.5V/20K=225uA; 这个电流值比稳压管的参考最小稳定电流48mA小了几十倍，可反推想该稳压管D2肯定没达到最大稳压值6.8V，绝对比这个小，以5.8V计算的话Vr2=12-5.8-0.7=5.5v，I=5.5V/20K=275uA，这与实际仿真出的I=265uA已经很接近了。用Ib=275uA-Ir1(R1分掉的电流)=265-35=240uA，与实际的234uA也很相近了。3) 由上面参数可以看出，稳压管并没有达到最大

4、稳压值，为何不减小R2电阻，增大该支路电流而使D2达到最大稳压值6.8V呢？这里的一个原因是：在稳压管串联电路中，它的作用更主要的是降压，对电压一定要稳在一个特定的值要求没那么严，它不像稳压管并联稳压。在这里，输入电压可能是一个宽压值，比如12-30V，我们算下30V时的电压和电流值(如图)：Vr2 = 30-6.8-0.7=22.5V; Ir2 = 22.5/20=1.125mA;基极电流Ib=1.125mA-35uA=1.09mA(注：A点电压为0.7V，因为电阻R1与发射结并联，并联总电压=支路电压)此时的值与仿真得到的值已经非常相近了！而我们仍用的是6.8V稳压值计算出的结果，得到流经

5、稳压管的电流值是1.125mA，这已经接近参考稳压电流值4-8mA了，这就近一步证明了，电流值越接近稳压管最小稳压电流值，经稳压管后降下的电压值越接近稳压值(6.8V)。输入30V时的检测电路1.2.2 与负载并联稳压首先看两个图，我们再根据这个电路讲解它怎样去设计 图2-1 图2-2首先，我们在设计一个电路之前，要搞清哪些东西是已知的，不管是经验值还是查芯片手册查到的数字，你能确定它就算已知量。在这里，我们已知：1 查看1Z6.8的芯片手册，可以知道它的最小稳压电流为10mA，也就是说要想稳压管稳定在6.8V，必须给它10mA左右电流。2 三极管导通时，BE极电压经验值为0.7V3 发光二极

6、管导通时所需电流为一般为5-20mA，电压为2V左右4 使三极管进入饱和区后，集电极-发射极电压Uce电压在0.03-0.2V左右，几乎可以不计，我们以0计算知道以上几个条件就可以设计电路了。1：首先要使稳压管稳压，则需使它反向并联接入电路中。2：电阻R3是必须的，用以控制支路总电流以及分到稳压管D1电流3：电阻R1也是必须的，用以控制三极管基极电流，使三极管进入饱和区4：电阻R2用以限制发光二极管电流现在我们计算这几个器件应取多大的值1 D1需要10mA左右电流才可很好的稳压，基极分掉一部分电流（微安级），所以流过R3支路总电流必须10mA以上。R3上电压Vr3=12-6.8=5.2V 5.

7、2V/470=11mA；所以取470欧电阻能够满足要求2 接下去计算基极电流；电阻R1+三极管发射极一起与ZD1并联，电压也为6.8V，所以加到R1上的电压Vr1=6.8-0.7=6.1V 取20K电阻，Ib=6.1/20k=305uA电流，几百微安电流应该足以使三极管进入饱和状态了3 11mA总电流 - 基极电流=1100uA-305uA=10.7mA这个电流全部都加到ZD1稳压管上，不会超过它的最大稳压电流，因此也是符合要求的。4 因为Uce不计，发光二极管导通电压2V左右，所以电阻R2电压Vr2=3.3V-2=1.3V/R2 = (520mA)；我们取200欧得1.3V/200=6.5m

8、A，在5-20mA之间，因此是满足要求的。至些，电路设计完毕。注：有些电路中用三极管驱动LED，而不直接用IO口驱动，是因为IO驱动能力有限，能使用三极管，可以通过基极小电流控制集电极大电流输出。1.2.3 钳位二极管这里V1输入电压在实际应用中可能是宽压，比如5-36V都可以，5V以下算掉电处理，10V以下做低压处理，30V以上做高压处理。变化的电压通过MCU IO Check引脚，通过AD采集可以对相应电压作处理，比如低压报警，掉电报警，高压报警。两个二极管做钳位用，当电压很高时，它相应的电流也就越大，只要电流不超过它的最大电流，两二极管上的电压始终能保持在0.7+0.7=1.4V左右，电

9、阻R1与D1/D4并联，那么它上的电压与两串联二极管电压是一样的，也即MUC IO口电压，其电压最大不会超过1.4V，因此保护了IO口不被高压损坏。IO口实际电压计算方式: V= 1K/(20K+1K) *V1 = (1/20)*V1，按这个式了计算，当IO口达到最大电压1.4V时，输入电压V1=20*1.4=29.4V。也就是说，当电压大于29.4V时，单片机IO口的电压由于两个二极管的钳位作用，使它的电压稳定在1.4V左右不变，如果不加的话，该点电压仍会随外部电压的增加而升高导致IO口烧坏。这里电阻R3起了很关键的作用。通过调节R3的大小，可以控制IO口检测电压的范围。比如将电阻增大到47

10、K，那么IO口实际电压V=1/(47+1)*V1，V最大值仍为1.4V，那么可检测到的变化输入电压范围为V1=1.4*48=67.2V，也就是说，输入电压在0-67.2V之间变化，在IO口都能检测到相应的变化的AD值与之对应。而前面一种，当电压30V，采样到的AD值是差不多一样的，比如你需要在超过36V时报高压警报，前面一种你就做不到了，因为最大AD值可能对应的是32V，也可能是36V，或更高，而48K电阻的话就完全可以做到了。二极管起了钳位作用，两个二极管使IO电压保持在1.4V，三个二极管使之保持在2.1V，选择0.2V的锗管或0.6V的硅管按理应该是都可以的，用硅管时，当输入电压低时，会

11、出现不导通的状态，此时出了两个电阻分压的情况，但并不影响整体的功能。当电压升高到一定的时候，二极管导通，它的钳位功能就体现出来了第二章 三极管2.1 BJT开关电路我们设计一个三极管开关电路，控制发光二极管亮灭。基极为控制极，3.3V电压为单片机控制口，当高电平时输出3.3V，点亮LED，低电平时输出0V，熄灭LED。该电路能用于实际当中。为何选择射极输出，而不用常用的集电极输出，在这里是为了用射极输出时，LED可以外接，而不在板级电路中。当需要使用时将正极接入电路，负极接地即可。为了使单片机没有输出时，确保三极管不导通，基极下拉一个比较大的电阻是用必要的，大电阻不会分得很多电流，不影响电路性

12、能，又能保证基极没输入时电压为0。我们的设计目标是让LED点亮，它需要5-20mA电流，我们选择6mA左右的设计电流。有了以上条件，我们来计算各元器件参数:（假设LED导通电压2V, BJT基极导通电压0.6V）1) 基极下拉电阻一般选10K以上电阻，这里用的100K，其与LED和发射极一起并联，其上电压等于LED导通时电压与发射结导通时电压之和2+0.6V=2.6V，因此其上的电流Ir3=2.6/100K=26uA2) 因为要让LED发光，我们设计的发射极目标电流为6mA。三极管设计目标也是工作在饱和区，既然是在饱和区，那么有一个条件就非常重要了，也是判断三极管工作状态的标准，即Uce接近于

13、0时，三极管才饱和。由于基极电流比集电极和发射电流比起要小很多，饱和时一般认为集电极电流和发射极电流相近，基极电流为它们的1/10或1/20，这里取发射极电流的1/20作用基极电流，即6mA*(1/20)=300uA，所以基极电阻R1=3.3-(2+0.7)/0.3mA=2K3) 集电极电流约等于发射极电流，所以集电极电阻R=5-Uce-Uled/6mA=5-0-2/6mA=500实际仿真结果如下图，与我们计算的结果差不多！2.2 光控电路这里发光二极管压降1.4V，三极管压降0.7(1) 这里用一个200K电位器代替光敏电阻模型; 实际光敏电阻亮电阻为10K-20K，暗电阻为0.5M以内(2

14、) 当有光照时，光敏电阻变小，因为基极电流可忽略，可看成R1,R3串联，由于R1电阻比较大，那么所分得的电压就升高；同时R1/R3支路由于电阻减小，电流就增大，那么与该支路并联的发光二极管支路电流就减小，当小到二极管的导通电流时，二极管就熄灭；相反，当无光照R3增大时，R1,R3支路电流减小，则发光二极管支路电流增大，当电流大小大于发光二极管电流时，二极管点亮(3) 三极管发射极正偏，集电极反偏，则它一直处于电流放大状态(4) 若基极不加下拉电阻R1，则任意改便R2,R3的值，LED都将不会被点亮。因为在三极管未导通时，R3支路没有电流回路(三极管隔离)，那么该支路就没有电流，基极电压Vb=V

15、CC=6V,所以发射极电压经过LED和电阻降压后的电压不可能再大于基极电压0.7V，即发射结不可能导通，即三极管不可能导通。加下拉电阻后，有了电流回路，三极管没导通时，通过调节三个电阻可以将基极电位调节到小于发射结电位，以致使发射结导通到地，使发光二极管发光。如下图所示(5) 基极电流方向:向左；由发射级向基极与集电极流动；且高电位向低电位流动2.3 共发射极放大电路(1) 带发射极负反馈电阻的放大电路设计目标：将一个0.1V交流输入信号，进行4倍放大，电源电压6V，输入信号频率20hz20khz设计步骤：1 确定发射级电压：发射极电阻R3起到一个负反馈作用，具体反馈过程为T+ = Ie+ =

16、 Ic+ = VR2=IcR2+ = Vc=Vcc-VR2- = Ic-; 为了在任何温度影响下，Vbe都有一个正向压降，这里至少需Ve=12V, 相当于给基极加上一个补偿电压（后面我们会讲到用二极管提供基极补偿电压这一应用）我们这里取1V；小信号三极管电流一般在0.1毫安到数毫安，我们这里取1Ma; 因而我们可以得到发射极反馈电阻R3=Ve/Ie=1V/1ma=1k注1: 温度补偿:总体上看，无论是由温度依赖性(大约-2mV/C，温度每升高30C，集电极电流增加10倍)还是由Vce的依赖性-Early效应所引起的Vbe可变性，其影响均可用下述方法降到最低: 选取足够大的发射极电压(比如说至少

17、1V)，以使几十毫伏的Vbe变化不会导致发射极电压电阻两端电压的大变化(记住，基极电压是靠我们设计的电路保持不变的，它与温度变化的关系不大)。例如，选取Ve=0.1V对于Vbe=10mV的变化，这将引起10%的输出电流变化量；而选取Ve=1V，对于相同的Vbe变化，则只会引起1%的输出电流变化量（Ve = Vb - Vbe, Vb随温度看成保持不变，那么Vb越大，Vbe变化就对Vb的影响就越可以忽略，所以选择比较高的Ve/Vb可以降低Vbe变化对输出电流的影响）。此外还需要记住，输出适用范围的最低限度是由发射极电压设定的( 集电极最低输出电压由发射极决定 )。2 依题要求放大倍数为4，该电路放

18、大倍数B=Rc/Re=R2/R3=4; R3=1K = R2=4K; 所以集电极电压Vc=Vcc-IcR2=Vcc-IeR2=6V-1*4K=2V(集电极直流偏置电位)。由输入交流信号0.1V(有效值)，放大倍数为4倍，所以放大后最高幅度为0.4V（有效值，实际值还要剩上根号2=1.414），加上直流分量2V(集电极电压Vc)为2V+/-0.4V=(1.6V2.4V),最小电压在发射极电压1V以上，不会出现波形下部被截断现象，最高电压在电源电压6V以下，不会出现波形上部截断现象，所以该集电极电压取值是可取的(下限:变化范围:1V; 上限:变化范围:4V)。当输入幅值增加，如0.3V，那么4倍放

19、大后，最低电压幅值为0.3*4=1.2V(越下限0.2V),下部将被截去0.2V，如下图注2: 交流信号放大倍数计算ie = Ve/Re; 由于基极发射极导通的情况下，交流信号是从基极直接出现在发射极的（仅直流电位下降0.6V）。所以Ve=Vi; 即ie = Vi/Re；又由于ie = ic = Vc/Rc= Vi/Re = Vc/Rc; 由于交流信号经输出去耦电容的作用滤除了直流信号，所以Vc等于Vo成立，所以也有 Vi/Re = Vo/Rc = Vo/Vi = Rc/Re成立! 即交流放大倍数为=Rc/Re3 集电极发射极压降Vce=Vc-Ve=2V-1V=1V, 所以集电极-发射极功耗P

20、m=Ic*Vce=1Ma*1V=1mW；集电极允许功耗与温度有极大的关系，温度升高，集电极允许的功耗将降低，当功耗降低到Pm时，即为三极管工作的最高温度，温度再升高将烧坏管子。4 确定基极电流：取放大倍数hFE=200,由于Ic=1ma,所以Ib=Ic/Hfe=1ma/200=5uA,流过基极偏置电路的电流有必要超过基极电流10倍以上，以使基极电流能够被忽略，这们我们取75uA5 计算基极偏置下电阻R1: R1上的电压与基极电压相同为1+0.7V=1.7V，所以R1=U/75uA=1.7V/75uA=22.6K,我们这里取23K6 计算基极上偏置电阻R4, R4=(Vcc-1.7V)/75uA

21、=4.3/75=57K我们也可以用其它方法重新计算步骤4/5/6: 计算基极偏置电阻有一个黄金原则: R1/R4 R1/R4=200*(1/10)=20K (1/10认为远小于)由于Ie可以忽略，那么认为经过分压电阻R1/R4上的电流相等，则其电阻之比=电压之比=R4/R1=Ur4/Ur1=(6-1.6)/1.6=2.75 由上面两式可得R4 = 75K R1 = 27K; 这样计算出的结果也是适何的。7 输入耦合电容与输出去耦电容设计C1看起来是与负载阻抗一起构成一个高通滤波器。从分压器看进去的阻抗=R1/R4=57K/23K=16K从基极看进去的阻抗= hFE*RE = 200*1K因此输

22、入耦合电容看起来得到一个16K/200K=15K的负载。所以，C1 = 1/2*f* Ro = 1/2*3.14*20hz*15K = 0.5uF，所以该电容至少为0.5uF,才能保证我们感兴趣的20hz频率点可以正常通过C2与未知的负载阻抗一起组成高通滤波器。假设该负载阻抗不小于Re，才该电容C2=1/2*f* Ro=1/2*3.14*20*1K=8uF，所以C2至少8uF以上，才能保证我们的20hz频率点正常通过。由于经过了两级滤波，所以我们有必要将电容加大，以防止最低频率不被滤掉，这里取C1=1uF, C2=10uF是一种比较好的选择C3,C4为电源去耦电容和旁路电容）由图可知假设值与实

23、际测量值还是差不太多的2.4 主电/电池切换供电电路该电路是当主电源V1,与经主电降压后的Main_7V电压断开时，电池BAT通过MOS管切换，供给输出Vout以电池电压的应用电路。电池BAT处可接上如SE9016等电池充电IC给电池充电，即可完整的应用于主电丢失时由电池供电的电路当中。下面讲下它的工作原理。1） 当主电12V供电时，三极管Q1导通，集电极接地，因此Q2截止。BAT的电压可以通过Q8这个PMOS直通下来（PMOS的体二极管作用，使得它从D-S可以直通。NMOS则相反S-D直通）。由于三极管Q2不导通，MOS管到地没有通路，所以没电流，R2二端电压相等，即PMOS Q8的Vs=V

24、g; 就由于PMOS Q6的S极与G极均和Q8的S/G相接，所以有Q6的Vs=Vg,即Q6不导通，所以在主电供电时，就算BAT接上，也不会影响到V1除压后的电源Main_7V对负载的供电。2） 当主电断开时，Q1立即截止。Main_7V是经稳压IC稳压后的值，其输出端有电感（请参考LM7805等降压电路）所以当主电掉电时，该电源不会马上掉下去，所以该支路首先会通过R1-R5-C1-GND支路给电容充电。这里需要电感的阻碍作用能满足电容电压充电到0.6V使三极管Q2导通,所以要合适的选择电容。Q2导通后，PMOS Q8的G/S就有了压差，VsVg，所以也有PMOS Q6的VsVg，因此Q6导通，

25、输出BAT电压给负载Vout，同时也经过R1-R5-C1-GND给电容充电，继而使三极管Q2导通，此时就算Main_7V就完全丢失，Q2也能保持导通状态了，达到一个稳态，电池电压BAT从而输出给了负载Vout2.5 射极跟随器2.5.1 带发射极电阻的射极跟随器 (图见: 带发射极电阻的射极跟随器.ms10)设计要求：最大输出电压5Vpp; 最大输出电流+/-2.5mA(1K负载)（输入为1K，5Vpp正弦波）1) 先设计无输入信号时静态工作点。基极电选为VCC的中点6V，这样能保证输入交流信号时，上下有相等大的波动范围，减小上下截取失真的可能。只要波形的上下最高幅度不超出12V/0V，取中点

26、也不是必需的。Ve = Vb-0.6=5.4V; 依题可知最大输出电流需2.5mA，这里我们需要将实际电流比设计电流要取大些。因为带发射极的射极跟随器有一个很重要的缺陷就是接小负载时，输出波形的负侧被截去。具体理由后述。这里我们取10mA。因此可得到发射极电阻R3=5.4V/10mA = 540欧，我们取常用电阻560欧。设计基极分压电阻:设三极管放大倍数为200.则基极电流为Ie/200=10mA/200=50uA应使分压电路电流远远大于基极电流，以使基极电流可以不计，10倍可认为远大于，所以取0.5mA.。所以分压总电阻R=12V/0.5mA=24K, 又由于基极电压取VCC/2，所以分压

27、电阻R1=R2=12K，我们这里取常用的10K，总电流=12V/10K+10K=600uA Ib=50uA,是满足要求的。注意射极跟随器没有集电极电阻，因为没有从集电极取出信号，所以没有必要在集电极上接入电阻。虽然接入电阻也能进行工作，但由集电极电流产生的压降都变成了损耗，故而取消集电极电阻。无信号时晶体管集电极损耗为Pc=Vce*Ic=(12-(6-0.6)*10mA=66mV。所以选取晶体管时要选额定Pc大于该值的晶体管。由于集电极允许的损耗随温度的上升有很大的下降，至于在多高的温度下，晶体管能正常工作，即集电极损耗大于66mV，需看相应晶体管容许集电极损耗与环境温度曲线图确定。注意，在攻

28、率晶体管中，经常是以安装散热器为前提的。确定电容C1/C2：C1,C2是切断直流的电容。在这里我们取10uF。因此，C1与偏置电路和电阻部分形成高通滤波器，其截止频率fc1=1/2*C*R=1/2*10uF*5K3.2hz当接有1K负载时，与C2形成的高通滤波器截止频率fc2=1/2*C*R=1/2*10uF*1K=16hz注：fc1中的电阻R为R1，R2并联后的总电阻，与C1一起构成高通滤波器。2) 接入5Vpp，1Khz小信号，接入可调负载，结果如下图(图见: 带发射极电阻的射极跟随器.ms10) 从输入看，视波器XSC2的绿色波形为经C1，加入基极偏置后的波形。正如我们所设计的，其偏置电

29、压在6V左右。由于三极管本射的大输入阻抗与分压电阻R1并联后电阻减小，所以分得的电压也有所减小，即会稍小于6V，由前一图可知为5.89V从输出看，波形的下侧明显被截去，其波形的最大幅度只有5V，而我们12V的电压，上下均预留了6V的波动范围，为何还会被截去呢？我们试着将可调负载电阻加大，加大后可明显看到波形明显改善，消除了截断现象。这种带发射极电阻的射极跟随电路在驱动低阻抗的负载一个很明显的缺点。当交流地看这个电路时，假设R5=560，则Re与R5并联，其压降不能在Ic*R并=10mA*(560/560)=2.8V以下，该电压以下就会被截断。当负载越大时，并联后的总电阻就越接近Re，其压降范围

30、就越接近Ic*Re，即无小信号时的发射极电压，允许的电压变化也就越宽。前面我们提到的取比设计输出电流稍大的值，目标是2.5mA，而我们取10mA,也是这个原因，取大电流可以使Ic*R增大，即变化范围加宽，减小出现负侧截断现象。当然增大了电流，也增大了静态损耗，无信号时静态损耗大也是带发射极电阻的射极跟随器的缺点。 2.5.2 共射放大电路+射极跟随器输出该组合电路很常用于驱动低阻抗负载。共射极放大器作为前级电压放大，放大音频信号幅度，后级采用射极跟随器输出，减小输出阻抗。如果单用共射放大电路的集电极驱动，由于共输出阻抗高（近似等于集电极电阻，远大于负载阻抗），是不能驱动这样低阻抗的负载的（注：

31、带发射极电阻的射极跟随器仍存在上面提到的接低阻抗负载，输出波形负侧被截去的问题，只是相对共发射极的集电阻输出而言，输出阻抗要低得多）。先上设计图：设计要求：同2.5.2设计步骤：1：确定前级Q1共发射极放大电路发射极电压：前面已经讲过，为了减小温度对Ic的影响，Ve的电压至少为12V（太小则温度对Vbe影响太大，不稳定；太大则影响放大倍数和减小波形波动范围）。这里我们取1V。2：确定发射极电流。这里我们取2mA.。发射极/集电极对于小信号管，电流一般围mA级。基极电流一般围uA级。不能取太大，太大增加了三极管静态功率，使晶体管发热，引发更严重的热稳定性问题。3：从以上两个条件可以得到发射极电阻

32、Re = 1v/2ma=500。这里我们用常用的5704：确定集电极电压：为了波形上下有均等的波动范围（这样可获得最大振幅，在保证上下最大振幅不超出最高12V/最低1V截止电压情况下，也可不这样做）。这里我们取两者的中点（1+12）/2=6.5V，1Vpp经5倍放大为5V，上下均不会超过5.5V(6.5+5.5=12V; 6.5-5.5=1V)。5：确定集电极电阻：交流放大倍数Av = Rc/Re = Rc/570 = 5 = Rc=2.85K，这里我们取常用的2.7K或3K。3K: 稍增加了交流放大倍数Av=3K/570=5.3。集电极电流Ic稍1.75mA，电阻Rc上压降Urc1.75*3

33、K=5.25V，估计会差不多满足要求，可能也稍会有点点波形截去。在实际中这也是可以接受的。因为三极管本身损耗，加上发射极压降等原因，实际放大倍数设计得比理想放大倍数要稍大一些才好。2.7K：降低了放大倍数，减小了波形截取失真的可能。电路点评：1） 试着在R3两端接入一个电容，从波形可以看成交流放大倍数明显增大。Av=3K/100=30。这里有时候是增大交流增益的一个简单有效的方法。增益增大了，但输入正弦波，输出怎么成了方波了呢？这是因为增益太多，正弦波上下都被截去的原因。其实这也是OP放大器（运放）的波形成形原理。后面陆续会讲到。2） 改变负载R7的值。R7接近或小于射极跟随器发射极电阻时，波

34、形下侧仍有很大的截取失真。这是带发射极电阻的射极跟随器的一个很明显的特性。2.5.3 推挽型射极跟随器 将发射极电阻改成PNP晶体管的射极跟随器，相对于带发射极电阻的射极跟随器有以下提高：1） 没有小信号输入时，两个晶体管均截止，所以空载电流为0,它有晶体管不发热的优点。2） 小负载阻抗负载，如100，输入5Vpp峰峰值电压，最大输出电流=(6-0.6)+5v=10.4v/100 = 104mA，即至少取几十mA的大电流，该电路也不会出现截止失真。（如果负载太小，三极管提供不了那么大的电流，如1A，波形同样会有严重失真）2.5.4 改进型推挽型射极跟随器 上面的电路有一个很明显的缺点（上图圈起

35、部分）：由于两个晶体管的基极是接在一起的，所以基极电位是相同的。输入信号在0V附近，基极-发射极间没有电位差，没有基极电流的流动。也就是说，晶体管双方都截止。所以，在波形的中央部分就产生了+/-0.6V的盲区。增加两个二极管进行补偿后，抵消了两个晶体管的基极-发极极间的电压Vbe(基极-发射极间的二极管为ON-OFF的交界状态)。所以可以认为，晶体管的空载电流几乎为0。因此无信号时，也没有晶体管发热问题。2.5.5 使用恒流负载的射极跟随器 下面再介绍一种射极跟随器组合电路，它也能消除带电阻的射极跟随器易失真的缺点，它就是恒流负载射极跟随器。首先解释一下什么是恒流负载。所谓负载，就是接到输出级

36、上的，射极跟随器的输出级是发射极，所以负载必是接到发射极的；三极管这种元器件是有源的，所以又叫做有源负载。而恒流，就是说负载的电流不随着负载大小的变化而变化，在一定范围内保持恒定不变的值。先上设计图：了解了以上信息以后，我们就可以开如设计电路了。我们都知道，三极管处于放大区时，输出是恒流的，也就是说，输出电流Ic只与基极电流Ib有关，Ic = Ib;与Uce的大小基本无关，处于该区域内，不管Uce怎么变化，输出电流Ic都可以保持在恒定的范围内。下面是三极管的输出特性曲线图：我们可以把Uce的变化看成一个交流小信号，如一个电压变化的正弦波信号，如果这个正弦波的上下峰峰值均处于三极管的放大区，那么

37、我们可以很肯定的得到，就算有该小信号的加入，其输出电流也是保持恒定不变的。所以，要构成恒流负载，我们就想到在射极跟随器的发射极再加入一个三极管偏置电路，只要保证其始终工作在放大状态，则其集电极输出电流，也即射极跟随器的发射极电流，始终也可以保持在恒定状态。我们先求下面那个三极管恒流负载Q2的各个参数：前面讲了，要保持温度稳定性，发射极电压应设在至少为12V（太高则输入小信号的波动范围减小，太低则温度不稳定性）。我们这里取2V。假设我们负载最大输出需10mA，则Q2发射极电阻R52V/10mA=200。基极电压Vb2=Ve2+0.6=2.6V，设三极管放大倍数为100，为了基极电流能忽略，则取偏置电路电流I2=Ie/10=1mA。所以下偏置电阻R4=Vb2/I2=2.6/1=2.6K，我们取E24电阻R4=2.7K。电源电压为15V，则上偏置电阻R3电压Ur3=15V-2.6V=12.4v，所以R3=12.4V/I2=12.4V/1mA=12.4K，即E24电阻值R3=13K。接下去我们计