逆变电源的设计(共56页)

1、精选优质文档-倾情为你奉上目 录专心-专注-专业引言随着国民经济的高速发展和国内外能源供应的紧张，电能的开发和利用显得更为重要。目前，国内外都在大力开发新能源，如太阳能发电、风力发电、潮汐发电等。一般情况下，这些新型发电装置输出不稳定的直流电，不能直接提供给需要交流电的用户使用。为此，需要将直流电变换成交流电，需要时可并入市电电网。这种DC-AC变换需要逆变技术来完成。用电设备对市电电网造成严重的污染，反过来，被污染的市电电网也会使用电设备工作不正常，用电设备之间通过市电电网相互干扰。为解决此问题，必须提高市电电网的供电质量。以逆变技术为基础的电力有源滤波器和电能质量综合补偿器可以净化市电电网

2、，使其为用电设备提供高质量的电能。由于在用电高峰期间或者雷电、暴风雨等自然灾害可能造成市电电网的超量波动，甚至供电中断。这将造成用电设备工作失常，特别是计算机的数据丢失或者硬件的损坏。为此，需要不间断电源（UPS）来保证计算机的运行安全。UPS中的核心部件是逆变器。本文的主要工作就是利用单片机设计正弦波逆变电源。第一章介绍了逆变电源的发展及应用；第二章介绍了逆变的工作原理；第三章到第六章介绍了本设计的硬件电路选择和软件设计；第七章是保护电路和反馈电路的介绍；第八章是调试样机的结果介绍及对所做的工作的一些展望；最后是总结。1 绪论1.1 逆变电源的广泛应用现代逆变电源以其高集成度、高性能比、最简

3、的外围电路、最佳的性能指标等显著优点而受到青睐，可以说逆变电源从问世以来就引起了国内外电源界的普遍关注。随着逆变电源技术的不断完善，逆变电源已经广泛地应用于计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器中。近年来随着电子信息产业的飞速发展，人们对逆变电源的需求也与日俱增，逆变电源也因此显示了其强大的生命力。逆变技术在新能源的开发与利用领域有着至关重要的地位。21世纪是能源开发、资源利用与环境保护互相协调发展的世纪，能源的优化利用与清洁能源的开发，是能源资源与环境可持续发展战略的重要组成部分。具有世界三大能源之称的石油、天然气和煤等化石燃料将逐渐被耗尽，氢能源与再生能源将逐渐取代化石料而成为人类

4、使用的主体能源，这种能源的变迁将迫使发电方式产生一次大变革，使用氢能源与再生能源的高效低污染燃料电池发电方式将成为主体发电方式。因此，除此之外逆变技术还有下列主要应用:(l)交流电机变频调速:采用逆变技术将市电电网电压变换成幅值可调、频率、可调的交流电供给交流电动机，以调节电动机的转速，可用于控制风机、水泵、机床、轧机、机车牵引、电梯、传动及空调器等很多领域。(2)UPS电源系统:在许多领域中被广泛应用的计算机、通信设备、检测设备等都需要采用UPS电源。UPS电源主要由整流器(包括充电器)和逆变器组成。在市电有电时，整流器为蓄电池充电;在市电停电时，蓄电池通过逆变器向负载继续供电。(3)电动汽

5、车:随着汽车数量的不断增加，排放气体对环境造成的污染越来越严重，已经成为空气污染的主要来源。各大汽车公司均投入巨资积极发展电动汽车。不管是采用蓄电池的电动汽车还是采用燃料电池的电动汽车，在用交流电动机作为动力时，都必须用逆变器把电池的直流电能变换成交流电能来驱动交流电动机。(4)感应加热:中频炉、高频炉及电磁灶等设备都是采用逆变技术产生交流电，从而产生交变磁场，金属在磁场中产生涡流而发热，从而达到加热的目的。(5)谐波治理:市电电网中的谐波，主要是由各种电力电子装置、变压器、荧光灯等产生的。采用由逆变器制成的电力有源滤波器APF和静止无功功率补偿器SVC，可以有效地治理市电电网的谐波污染。这是

6、当前正在兴起的一门新技术。另外，逆变技术在弧焊电源、通信开关电源、医用电源、变频电源以及航空逆变器等领域都有应用。总之，逆变器技术已经涉及各行各业，以及各种领域的用电设备。1.2 逆变电源的发展趋势逆变器也称逆变电源，通过半导体功率开关的开通和关断作用，将直流电能转变成交流电能的一种变换装置，是整流变换的逆过程，是太阳能光伏发电系统、风力发电系统中的一个重要部件。逆变技术的原理早在1931年就有人研究过。从1948年美国西屋电气公司研制出第一台逆变器：感应加热逆变器至今已有近60年历史了，而晶闸管SCR的诞生为正弦波逆变器的发展创造了条件，到了20世纪70年代，可关断晶闸管(GTO)、电力晶闸

7、管(BJT)的问世使得逆变技术得到发展应用。到了20世纪80年代，功率场效应管(MOSFET)、绝缘栅极晶体管(IGBT)、MOS控制晶闸管(MCT)以及静电感应功率器件的诞生为逆变器向大容量方向发展奠定了基础，因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化、大容量化创造了条件。进入20世纪80年代后，逆变技术开始从应用低速器件、低开关频率逐渐向采用高速器件、提高开关频率的方向发展，使逆变器体积进一步减小，效率进一步提高，正弦波逆变器的品质指标也得到很大提高。另一方面，微电子技术的发展为逆变技术的实用化建立了很好的平台，传统的逆变器需要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成。随着逆变技术复杂程度的增

8、加，所需处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从8位的带有PWM口的微处理器到单片机，发展到今天的32位DSP器件，使先进的控制技术如矢量控制技术、模糊控制等在逆变领域得到较好的应用。总之，逆变电源虽然发展历史不长，但是发展速度迅速，它是一种更新换代的革命性电源。逆变电源在现代援术及新器件的支持下，无论是可靠性还是性能价格比，以及高效节能方面，都将不断进步和提高。电力电子功率开关器件向高压大容量化、集成化、全控化、高频化及多功能化的方向发展，材料学科的超导材料和软磁材料的惊人发展速度以及智能化控制技术、信息网络技术的发展，都促使逆变电源向着高效率、大功率、高可靠性

9、的方向发展。因此，逆变电源的开发、研制、生产成为发展前景十分诱人的。1.3 本课题的任务本课题设计主要论述了基于单片机控制逆变稳压电源的基本原理、结构和设计过程,并且在搭接实验电路之前,利用仿真工具软件对所设计的电路进行仿真,验证电路的可行性,最后在此基础上完成样机的调试工作。本文设计的电源是输入电压为36V48V，负载电流有效值为0.11A时，输出线电压有效值应保持在220V,在设计中,我们采用SPWM逆变控制技术,单片机控制输出SPWM波,驱动开关元件的电压型逆变电路,最后把直流电压逆变成稳定的交流电压。下面是本文所做的主要工作：1在比较全桥、半桥及推挽3种拓扑各自特点的基础上，采用并联M

10、OS管驱动的推挽变换器作为前级DC/DC升压电路，并实现各种保护功能；2选用Microchip公司的高性能16位单片机为主控核心，并设计逆变系统的控制电路及相关软件；3采用前馈加反馈的复合控制策略，使系统的电压、频率精度分别为220V+5、50Hz、a：05；4研制一台独立运行逆变系统样机，优化各模块间的布局；实现输入过欠压、输入过流、输出过载、输出短路、等保护功能。2 逆变电源原理2.1 开关逆变电源原理 在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同，冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本提同，是指环节输出效应波形基本相同。如果个输出波

11、形的傅立变换进行频谱分析，可发现它们的低频段特往非常接近，仅在高频仅略有差异。例如图2-1a、b、c所示的三个窄脉冲形状不同，(图2-1a为矩形脉冲，图2-1b为三角形脉冲，图2-1c正弦半波脉冲)但是它们的面值(即冲量)都等于l，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2-1d的单位脉冲函数f(t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过度函数。f（t）f（t）f（t）f（t）d）c）b）a）0000 图2-1形状不同而冲量相同的各种脉冲上述结论是SPWM的重要基础，用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N

12、个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。SPWM波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的SPWM波形。 uowtouwta)b) 图2-2 用SPWM波代替正弦半波 要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可得到SPWM电流波：电流型逆变电路进行SPWM控制，得到的就是SPWM电流波。SPWM波形可等效的各种波形： 直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理。2.2 SPWM概述 所谓SPWM

13、技术就是用功率器件的开通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲系列，以实现变压变频及控制和消除谐波为目标的技术，也就是利用相当于基波分量的信号波对三角载波进行调制，达到调节输出脉冲宽度的一种方法。这里所谓相当于基波分量的信号波并不一定指正弦波，在SPWM优化模式控制中可以是预畸变的信波，当然不同信号调制后生成的SPWM脉宽对变频效果，比如输出基波电压幅值、基波转矩、脉动转矩、谐波电流损耗、功率半导体开关器件的开关损耗等的影响差异很大。SPWM技术最初应用于直流变换电路，随后将这种方式与频率控制相结合，产生了应用于逆变电路的SPWM控制技术。用改变调制信号频率实现输出电压基波频率的调节：用改变调

14、制信号幅值实现输出电压基波幅值的调节。具体来说，就是用一种参考正弦波为“调制波”，而以N倍于调制波频率的三角波为“载波”。由于三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此它与调制波相交时，就可以得一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来等效调制波，用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变换成交流电。随着逆变器在交流传动、UPS电源和有源滤波器中的广泛应用，以及高速全控开关器件的大量出现，SPWM技术己成为逆变技术的核心，因而受到了人们的高度重视。尤其是最近几年，微处理器应用于SPWM技术和实现数字化控制以后，更是花样翻新，到目前为止仍有新的SPWM控制方

15、式在不断出现。目前已经提出并得到应用的SPWM控制技术就不下十种。尤其是微处理器应用于SPWM技术之后，SPWM技术得到了进一步的发展，从追求电压的正弦波到电流的正弦波，再到磁通的正弦波；从效率最优到转矩脉动最小，再到噪音最小等，SPWM控制技术经历了一个不断创新和不断完善的过程。2.3 SPWM调制   SPWM脉宽调制，是靠改变脉冲宽度来控制输出电压，通过改变周期来控制其输出频率。而输出频率的变化可通过改变此脉冲的调制周期来实现。这样，使调压和调频两个作用配合一致，且于中间直流环节无关，因而加快了调节速度，改善了动态性能。由于输出等幅脉冲只需恒定直流电源供电，可用不可控整流器取代

16、相控整流器，使电网侧的功率因数大大改善。利用SPWM逆变器能够抑制或消除低次谐波。加上使用自关断器件，开关频率大幅度提高，输出波形可以非常接近正弦波。SPWM变频电路具有以下特点： 1. 可以得到相当接近正弦波的输出电压； 2. 整流电路采用二极管，可获得接近1的功率因数； 3. 电路结构简单； 4. 通过对输出脉冲宽度的控制可改变输出电压，加快了变频过程的动态响应,现在通用变频器基本都再用SPWM控制方式，所以介绍一下SPWM控制的原理。 控制理论中有一个重要的结论，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其效果基本相同。冲量既指窄脉冲的面积

17、。这里所说的效果基本相同。是指该环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅里叶变换分析，则它们的低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。    根据上面理论我们就可以用不同宽度的矩形波来代替正弦波，通过对矩形波的控制来模拟输出不同频率的正弦波。例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 /n ，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩

18、形脉冲和相应正弦部分面积（即冲量）相等，就得到一组脉冲序列，这就是SPWM波形。可以看出，各脉冲宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，SPWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦的负半周，也可以用同样的方法得到SPWM波形。 在SPWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可，因此在交直交变频器中，整流电路采用不可控的二极管电路即可，SPWM逆变电路输出的脉冲电压就是直流侧电压的幅值。 根据上述原理，在给出了正弦波频率，幅值和半个周期内的脉冲数后，SPWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器

19、件的通断，就可以得到所需要的SPWM波形。2.3.1单极性正弦波脉宽调制方式所谓单极性控制是指在输出波形的半个周期内，逆变器同一桥臂中的两个开关元件只有一个处于不断切换的开关状态，另一个则始终处于关断状态。因此，输出波形在任何半周期内始终为一个极性，单极性控制方式的SPWM波形如图2-3所示，载波信号Ur采用单极性等腰三角形波，控制信号U c为正弦波形。当U cUr时，元件开通；当U c<Ur时，元件关断，形成的调制波是等幅、等距但不等宽的脉冲列，经半波倒相后输出。改变控制信号U c的幅值时，调制波的脉宽将随之改变，从而改变了输出电压的大小。改变控制信号U c的频率，则输出电压的基波频率

20、亦随之而改变，这样就实现既可调压又可调频的目的。用幅值为Ur的参考正弦波Ur与幅值为U c 、频率为fc 的三角波U c比较，产生功率开关驱动信号。单极性正弦脉宽调制原理波形如图2-3 所示，用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截、再通过倒相得到功率开关驱动信号，或直接用参考正弦波与单向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。000wtwtwtu0uxuruuc图2-3单极性SPWM波形分析2.3.2双极性正弦波脉宽调制方式双极性控制则是指在输出波形的半周期内，逆变器同一桥臂中的两只元件均处于开关状态，但它们之间的关系是互补的，即通断状态彼此是相反交替的。这样输出波形在任何半周期内都会出

21、现正、负极性电压交替的情况，故称之为双极性控制，其波形示意图如图2-4所示。与单极性控制方式相比，载波和控制波都变成了有正、负半周的交流方式，其输出矩形波也是任意半周中均出现正负交替的情况。 图2-4双极性SPWM波形2.4 SPWM的采样方法 SPWM的采样方法有很多，下面就对一些常用的采样方法做一个大概的介绍。2.4.1自然采样法该方法与采用模拟电路硬件然后确定SPWM脉冲宽度的方法类似，只是这里是采用计算的方法寻找三角载波与正弦参考波的交点时刻，从而确定SPWM脉冲宽度。0t1t2 t3uurutt4t6图2-5自然采样法示意图2.4.2规则采样法采用三角波作为裁波的规则采样法示意图如图

22、2-6所示。规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算

23、，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。urt2t3t1T1Mut 图2-6 规则采样法2.4.3等面积法该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成SPWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 2.5 SPWM生成方法 由于正弦交流量是典型的模拟量，传统发电机

24、难以完成高频交流电流输出，而功率半导体器件于模拟状态工作时产生的动态损耗剧增，于是，用开关量取代模拟量成为必由之路，并归结为脉冲电路的运行过程，从而构成了运动控制系统中的功率变换器或电源引擎。典型的H桥逆变电路很容易理解（图2-7）， 图2-7H桥和交流电流波形图对角联动的两个开关器件和与之对应的另一组对角桥臂同时实施交替的开关作业时，建立运行后，流经负载的电流即为交流电流（图2-7b），考虑到功率器件关断时的滞后特性避免造成短路，通常都做成（图2-7c）的波形结构。显然开关器件输出的是方波（矩形波）交流电流。 在交流应用场合，多数负载要求输入的是正弦波电流。 电工学认为，周期性的非正弦交流量

25、是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解为相位差和频率不同的正弦波以及直流分量。 不良波形或失真严重的正弦交流量必然产生大量的低次、高次及分数谐波，丰富的谐波分量与基波叠加的情景使得正负峰值几乎同时发生，换向突变时急剧的运动状态将对负载造成冲击并导致负载特性的不稳定或漂移，又加重了滤波器件的负担，损耗也随之增大，非但降低了电网的功率因数，还对周边设备造成不良影响。 可见，简单的方波在功率应用场合下显示出了不尽如人意的一面。当然，在不触及负载特性、能量转换效率、环境污染和系统综合技术指标以及小功率应用场合的前提下，就控制方法而言则显得容易些。 自然采样法是一种基于面积等效理念

26、的能量转换形式，其原理极为简单而且直观，并具备十分确切的数理依据，通用性及可操作性也很强。当正弦基波与若干个等幅的三角载波在时间轴上相遇时，并令正弦波的零点与三角波的峰点处于同相位（图2-8a），所得的交点（p）表达为时间意义上的相位角和对应的瞬时幅值，交点间的相位区间段表示以正弦部分为有效输出的矩形脉冲群（图2-8b）。 图2-8矩形脉冲图由此，SPWM波的基本概念是每一周期的基波与若干个载波进行调制（载波的数量与基波之比即为载波比），并依次按正弦函数值定位的有效相位区间集合成等幅不等宽且总面积等效于正弦量平均值的正弦化脉冲序列。对应于正弦量的正负半周，实施双路调制或单路分相处理及放大后，控

27、制驱动功率开关器件运行，最终得正弦化交流量的样本波形如（图2-9）所示，滤波后流经负载的电流即为正弦波电流。 图2-9正弦交流波形图2.5.1调制过程特征 由电工学可知，正弦波方程表示为： （2-1）式中 ：瞬时值；：正弦波的最大值；：角频率（等于2）；：随时间而变的电气角；：相位角（t=0时的相位角为初相角）。由（图2-8）可知，正弦基波的零点和三角载波的峰点与时间起点相重合，故初相角为0，当最大值为1，最小值为-1或剔除所有无效变量后，正弦方程将简化为单纯的正弦曲线： sin（） （2-2） 其中: ：正弦曲线与某一直线交点的瞬时值； （）：正弦曲线与某一直线交点的相位角。 核对其2处的最

28、大瞬时值仍然为1（负半周为1），显然，正半周期内幅值区间的上下限分别为（1，0）；正半周相位区间内的上下限分别为（，0）。从而在纯坐标条件下，调制仅为坐标区间数量的关系而与时间或频率无关。 由（图2-8）可知，形似等腰三角形的三角载波是由许多直线相交叉形成的，因为交叉点以外的线段处于无效区间，所以不具备调制的一般意义。由于载波比（N）是人为选定的，因而N的变化将影响直线的数量（n）、直线的倾角、直线与直线相交后交叉点的相位角和正弦曲线与某一直线交点的相位角（）。又由于三角波的直线线段相交后交叉点的最大幅值与正弦曲线等幅，故所有直线交叉点位于正弦曲线正半周区间内各自的相位角的上限和下限（，0）成

29、对应的比例；正弦曲线正半周区间（，0）内的直线与直线相交后交叉点的相位角分布均匀。所以，正弦曲线正半周内的各直线相交后交叉点位于各自相位区间内幅值的上下限同样为（1，0）。同理 ，负半周的数值分析相同。 于是，所有直线均可写成n个标准的斜截式直线方程： yx （2-3） 根据直线角系数的关系式和每一直线段的相位区间得各直线已知的相位角和两个交叉点的幅值坐标，即可求得各直线各自的斜率（）和常数项（b），从而确定所有完整的直线方程如下： （） （2-4） 缘于正弦曲线与n个直线相交后需要求解n个交点（）的目标坐标值（x，y），而且必须同时满足式（1）和式（3）或是正弦曲线与各直线的各个交点（）的坐

30、标值必须重合，即： 正弦曲线中的某一（）点的坐标值（x，y）必须等于对应的某一直线段中（）点的坐标值（x，y），或者是： sin（）= （） （2-5） 据此，正弦曲线（图2-8a）与任一直线的交点坐标（x，y）必将被锁定于横轴（0x）；纵轴（0y）的范围之内，续次利用牛顿迭代法即可求得所有交点（）的具有相当近似精度的相位角（x），然后将（x）代入式（1）就能解得各交点的瞬时幅值（y），由此完成全部的调制过程。 就以上调制形式中求解的结果，交点（x）的值即相位角是时间的函数；交点（y）的值即对应时间的瞬时值或临界点，以此取得的按正弦函数值定位的不等宽序列脉冲的对偶边沿就是期望的控制信号角。由此

31、取得对应的瞬时幅值（y）似乎毫无意义，但是，对于模拟控制方法则是一个极为重要的过渡参数。可以想象，SPWM波的数理依据或可信度是首屈一指的。 例如，按（图2-8）的调制情况，运算所得的交点数据如（表2-1）所示，表中其余3/4部分的数值可由同理类推。表2-1 1/4周期内的交点分布情况N=10相位角瞬时值第一脉冲前沿0.753/0.237后沿1.417/0.436第二脉冲前沿2.300/0.669后沿3.894/0.946第三脉冲前沿3.992/0.955调制运算得两组（）交点数据，因此，实际应用的基本方式也仅有两种。显然，开关相位角（x）数据适用于微处理器作数字处理，甚至可以直接给出开关相位

32、角的时序数字控制输出信号；瞬时幅值（y）适合于模拟方法控制，利用比较法即可获取开关角的控制输出信号，当然并不排除多种数模结合及优化方案。2.5.2载波比(N) 载波比（或称调制比）表示为一周期正弦基波与若干个三角载波数量之比，是一个人为设定的、能够直接观察到的数字量。在单脉冲（方波）交流状态下，每周期交流量内包含有正负半周各一个脉冲，尚可理解为N=2，考虑到正负半周的对称性，故N不能为奇数。又由于脉冲边沿的对偶性，N也不能为分数。 当N=4时，正负半周各占两个等幅等宽脉冲，因而仅能理解为单纯型多脉冲形式的波形结构。 又当N=6时，正负半周才各占有三个而且是自身对称的等幅不等宽的脉冲序列。所以，

33、形成SPWM波的N必然是6或6以上的偶数正整数数列，即自起始端向上递增的N数列为6+2+2+。 由于N数列中依次相邻而又相互错位间隔的低位（NL）与高位（NH）数列存在明显的个性差异，从而形成了6+4+4+和8+4+4+两个系列的偶数数列。NL数列每周期正弦量内调制得的周期脉冲总数等于N或三角载波的周期总数（图2-6），而NH数列的调制结果则位于正弦波峰值处出现的无效的（）单个交点 ，不能组成对偶的脉冲边沿（图2-10）。于是，NH数列调制得的周期脉冲总数为N-2（正负半周各一个），由此得依次相邻的低、高位载波比（NL和NH）调制所得的半周期脉冲总数相同（表2-2），而且必然是奇数。其内容的特

34、殊性为NH数列位于正弦曲线峰值处都有两个脉冲合并而成，并且其时间量将小于两个三角波周期的时间量之和。图2-10脉冲边缘表2-2 N与半周期脉冲数的关系NNL610141822NH812162024半周期脉冲数357911表2-3 1/4周期内的交点分布情况N=12相位角瞬时值第一脉冲前沿0.653/0.206后沿1.106/0.345第二脉冲前沿1.982/0.590后沿3.162/0.845第三脉冲前沿3.388/0.881 例如与N=10（图2-8）和相邻的N=12（图2-10）的调制结果数据如（表2-1）、（表2-3）所示，显而易见，两者的共性是周期脉冲数相同；两者的差别即交点的布局或相

35、位角与瞬时值均具有较大的不同；而两者的脉冲总面积精度则按N的递增而递增。 由于两者的特征既存在共性又有明显的个性差异，这一共性造就了N的理解仅为一个概念性的量值数据，其个性的差异将为实施带来更为复杂的论证过程。 当N有限提高时，其正弦量面积平均值的理论精度、谐波分量和输出波形的失真程度将随之减小。 2.5.3脉冲的占空度 不等宽序列脉冲也造成了每周期正弦量内单个脉冲的占空度差异，在正弦量换向过零点左右近旁的两个脉冲具有最小的占空比，这利于减小对负载及滤波器件的冲击和损耗。继而正弦函数值逐渐递增的负载电流抵达峰值时，则由大占空比脉冲提供大电流以满足功率需求，这一规律也利于提高输出功率、综合效率和

36、改善系统的整体性能，这也是SPWM波所追求的目标。由（图2-8、2-10）可知，具有相同周期脉冲数的NL与NH调制所得的最大占空比产生了很大的差距，单个脉冲的布局差异也导致了最小关断占空时间的差别，而平均值精度则正常按N的递增而递增。当然，小的关断时间不利于功率器件的关断特性，顾及功率器件关断特性的控制策略仍需谨慎实施。2.6 本章小结本章分别介绍了逆变电源工作的基本原理、SPWM的调制、SPWM的采样以及SPWM的生成过程。为下文的单片机SPWM编程提供原理性基础。3 逆变主电路设计图3-1为逆变电源系统结构图。输入的直流信号经过直流升压后滤波，得到高压直流，再经过逆变电路输出交流。直流升压

37、采用全桥电路，工作频率在50kHz；高频逆变后经过高频变压器变成高频交流电，再经过高频整流滤波电路得到350V高压直流电。后级采用单相全桥逆变电路，采用SPWM控制，再通过滤波电路得到220V/50H交流输出。通过交流输出电压调节回路调节逆变器的输出电压波形；通过过流检测电路实现保护，当检测到故障信号时，立即关断逆变器的功率管，从而起到保护逆变电源的作用。下面就一一介绍各个部分的设计过程，包括升压电路桥的设计、控制电路设计、单片机外围电路设计和保护电路设计。 直流升压电路滤波滤波电路逆变电 路输出滤波交流检测反馈单片机控制SPWM驱动控制交流输出直流输 入 图3-1逆变电源系统结构图4 直流升

38、压电路设计4.1 直流升压主电路拓扑确定本文所设计逆变器的输入电压为36V-48V直流，而其输出则要求220V稳压的，因此必须加升压变压器。升压环节实际上是DC/DC开关电源，DC/DC变换器的拓扑很多，但采用的DC/DC变换器是作为逆变电源的直流升压环节，需要有电气隔离。因此这里只介绍如图3-1所示五种常用的隔离式DC/DC电路。4.1.1升压环节拓扑结构比较(1)正激式。如图4-1(a)，电路拓扑简单，在变压器绕组中加一去磁绕组就可以实现去磁，是中小功率变换器常用的设计方案。但是，这种拓扑存在许多不足之处。首先变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管承受两倍的输入电压，只能适合抵押输入电路。

39、其次，主功率管一般采用占空比小于0.5。另外，由于添加了去磁绕组使变压器的机构复杂化，变压器工艺水平的高低将直接影响到电路的性能。(2)推挽式。如图4-1(b)，电路结构简单，可以看成两个完全对称的单端正激式变换器的组合，因此变压器铁芯是双向磁化的，相同铁芯尺寸下，推挽电路比正激式电路输出更大的功率。但电路必须有良好的对称，否则铁心容易引起直流偏磁饱和，另外，由于变压器原边漏感的存在，使主功率管必须承受超过两倍电源电压，因此功率管电压尖峰很大，承受较大电压应力。适合低压大电流场合。(3)半桥式。如图4-1(c)，变压器铁芯不存在直流偏磁现象，变压器两象限工作，利用率高，功率管只承受电源电压，适

40、合高压中功率场合。(4)全桥式。如图4-1(d)，功率管只承受电源电压，并且铁芯利用率高，易采用软开关工作方式，但功率器件较多，控制及驱动较复杂，并且存在直通现象。适合大功率场合。(5)反激式。如图4-1(e)，它的电路形式与正激式变换器相似，主功率管承受的电压也相同，只是变压器的接法不同。从输出端看，反激式是电流源，不能开路。 图4-1DC/DC隔离变换拓扑图 4.2 升压电路选择根据本设计要求，选用全桥式升压电路。如图4-2为全桥变换器的主电路，其中Ql、Q2为两个共负极的功率开关元件，T5A为带中心抽头的升压变压器。整流电路为全桥整流电路，适用于输出电压较高的场合。C11构成输出滤波电路

41、。当Ql加上驱动信号时Q1导通Q2截止，变压器输出端电压上负下正；当Q2加上驱动信号，Q2导通，Q1截止，变压器输出端电压上正下负。若控制信号交替驱动两个功率管，则经过变压器耦合产生高压矩形交流电压，此高压高频交流电再经过整流电路整流转化为高压直流。图42为全桥升压的主电路Q1、Q2断态时承受的电压均为2。为避免两管均导通造成变压器原边短路，Q1、Q2的占空比均不能大于50，并相互错开以留有一定的死区。4.3 本章小结本章首先确定了前级直流升压主电路的拓扑结构为全桥升压方式；然后对各种变换器的原理做了分析比较得出选择全桥升压电路的原因；最后简单介绍了全桥升压电路中的变压器、功率开关管、整流器件

42、、输出滤波电感电容的参数选择。5 控制电路设计5.1 PIC16F73单片机及外围电路设计 图5-1PIC16F73单片机及外围电路PIC16F73最高时钟频率为20MHZ，每条指令执行周期200ns，由于大多数指令执行间为一个周期，因此速度相当快。其内含192字节的RAM，4K程序存储器、5路A/D转换及2路PWM波发生器，应用时外围电路极其简单，是理想的单相逆变电源数字控制器。单片机通过内部软件产生一路SPWM控制信号，然后经过逻辑门变换电路变换成逆变全桥所需的四路驱动信号，再经专用驱动芯片IR2110隔离放大后，分别加到逆变全桥四个NMOS的栅极，进行驱动控制。为了提高输出电压的稳定性，

43、本系统中采用了电压反馈闭环。输出电压经电阻分压取样后，由运算放大电路将电平转换为单片机A/D转换口所能接受的05V电压信号，送入单片机A/D转换口。软件在运行过程中，会每隔一段时间进行一次A/D转换，得到反馈电压值，调整SPWM信号的脉宽，保证输出电压的稳定。5.2 驱动电路设计电力电子器件的驱动是电力电子电路与控制电路之间的接口，是电力电子系统的重要的环节，对整个系统的性能有很大的影响。功率元件的驱动电路必须具备两个功能：一是实现控制电路与被驱动的IGBT栅极或者MOSFET栅极间的电隔离；二是提供合适的栅极驱动脉冲电流。本节针对本系统采用的是MOSFET功率管进行驱动电路选型与设计。其栅极

44、特性IGBT相同，因此MOSFET驱动电路的结构和供电方式均与功率IGBT相同，许多驱动芯片既可用于MOSFET，也可用于IGBT。一般对驱动电路有如下要求：1) 改善器件的静态和动态性能：作为功率开关希望减小器件损耗，驱动电路应保证器件的充分导通和可靠关断以减低器件的导通和开关损耗；2) 实现与主电路的隔离：由于大多数主电路是高电压格局，要求控制信号与栅极间无电耦合；3) 具有较强的抗干扰能力：目的是防止期间在各种外扰下的误开关，保证器件在低频工况下可靠工作；4) 具有可靠地保护能力：当主电路或驱动电路自身出现故障时(如过电流和驱动电路欠电压等)，驱动电路应迅速封锁输出正向驱动信号并正确关断

45、器件以保障器件安全。在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50。而且信号的最小宽度又受磁化电流所限。脉冲变压器体积大，笨重

46、，加工复杂。凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出例如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065 等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。美国IR公司生产的IR2110驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。IR2110内部结构和特点如下图所示。 图5-2IR2110的内部功能框图IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚

47、封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；逻辑电源电压范围（脚9）515V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns 和94ns；输出峰值电流为2A。IR2110的内部功能框图如图5-1所示。由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是

48、高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目，三相桥式变换器，仅用一组电源即可。图5-3 驱动电路如图5-3所示为本设计的驱动电路。IR2110的SD由单片机输出控制，单片机根据采样反馈的情况判断芯片的导通与关断。芯片7414的左端两个1，3管脚对应单片机输出的SPWM，电路右边输出接到逆变桥上。5.3 本章小结本章简单介绍了本系统所用PIC16F73单片机的性能和特点，重点介绍了该单片机所包含的脉宽调制器模块，最终根据系统要求和该单片机特性设计了单片机外围电路和驱动电路。6 逆变电路设计6.1 逆变电路拓扑确定常用的电压型单相逆变电源主电路一般有推挽逆变电路、半桥逆变电路和全桥逆变

49、电路三种基本主电路形式。图6-1所示的推挽电路，将升压变压器的中心抽头接于正电源，两路相反的PWM驱动脉冲送至开关管T1、T2的基极，控制两只功率管交替工作，得到方波交流电压经变压器输出。由于功率晶体管共地，驱动及控制电路简单，另外由于变压器具有一定的漏感，可限制短路电流，因而提高了电路的可靠性。其缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，变压器利用率低，带电感性负载的能力较差，此外开关管的耐压值要高于直流输入电压两倍以上，和全桥逆变相比它对开关器件的耐压值要高出一倍，只适合于原边电压比较低的功率变换器。图6-1推挽逆变电路半桥逆变电路的原理图如图6-2所示。在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容，

50、使得两个电容的联接点A为直流电源的中点，当T1、T2都截止时，电容连接点电压为直流输入电压的一半。开关器件T1和T2基极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者互补。当T1闭合(T2断开)时，中点电位将有所上升；当T2闭合(T1断开)时，中点电位将有所下降。半桥逆变电路使用的器件很少，驱动简单，抗电路不平衡能力强，但输出交流电压的幅值仅为Vd/2，同样输出功率条件下，功率管额定电流值要大于全桥逆变电路两倍，且需要分压电容器，所以一般用于中小功率等级逆变电路。本设计采用半桥逆变电路结构。图6-2半桥逆变电路图6-3所示的全桥逆变电路与半桥电路的区别是用两只同样的开关管代替了两只电容，全桥逆

51、变电路工作需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管，功率晶体管T1、T4和T2、T3反相，T1和T2相位互差180度。调节T1和T2的输出脉冲宽度，输出交流电压的有效值即随之改变。该电路拓朴结构及控制较为复杂，元件较多，成本较高。由于主电路可以输出高压和大电流，所以一般常用于高压大功率逆变电源系统。图6-3全桥逆变电路6.2 逆变主电路的选择逆变器是系统的核心部分，也是直接和负载相连接的部分。逆变器的性能直接影响了整个系统的输出特性。经过上诉比较，本设计最后选取全桥逆变电路。如图6-4所示为逆变环节主电路图。逆变电路的功能是将上一节中升压得到的高压直流电经SPWM全桥逆变，变成220V的S

52、PWM电压，再经输出滤波电路滤波为220V、50Hz正弦交流电压输出。 图6-4逆变环节主电路6.3 逆变主电路元器件及其参数选择鉴于本系统设计要求100W左右的额定容量和低频SPWM调制方式，故逆变主功率器件选择N沟道场效应管 (NMOS)。NMOS综合了MOSFET的优点，考虑半桥电路特点当上桥臂或下桥臂关断时，其自身承受两倍直流输入电压。并考虑一定的裕量。由于系统额定输出电压220V，其额定输出电流约峰值电流约252A，考虑负载类型及允许的过载倍数，NMOS的额定电流值按3倍额定选择，参考市面上的NMOS种类，取耐压值Veer为55V系列的IRF3205功率管即可. IRF3205具有开

53、关速度快，输入阻抗高，驱动功率低，通流能力强的特点，目前IRF3205的电流电压等级为110A/55V，关断时间已缩短到64ns，擎住现象得到改善，安全工作区域扩大。6.4 本章小结 本章首先介绍了各种不同逆变主电路的结构图，随后介绍了逆变主电路元器件的参数选择；通过对不同形式逆变电路的比较，最后选择全桥逆变电路作为本设计的主电路。用N沟道场效应管作为开关管。 7 采样反馈保护电路设计7.1 采样反馈电路设计评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须得设计一个电路能及时把输出的情况及时回

54、馈给控制电路。再由控制电路来控制输出，保持输出的稳定。采样反馈电路如图7-1所示。输出220交流电源经过变压器降压再经过LC滤波输出，采用电压瞬时值反馈，对输出电压进行采样隔离，反馈信号送给单片机变换保存，得到脉宽控制量，通过SPWM生成环节产生各功率管的开关信号，控制功率管的通断，使输出电压尽可能跟踪基准正弦给定信号。图7-1采样反馈电路7.2 保护电路设计7.2.1NMOS过流保护的必要性前面在选择NMOS的型号时，考虑了器件的工作电流及允许的过电流，然而在故障条件下，器件承受较大的故障电流，这是不允许的，所以要用某些方法保护器件免受破坏。对于负载变化引起的过载，通过闭环控制，是可以调节的。但是当出现更为严重的过载，例如负载短接，逆