电子线路_非线性部分(第四版)谢嘉奎谐振功率放大器

1、第 2 章谐振(xizhn)功率放大器2.1谐振功率放大器的工作(gngzu)原理2.2谐振功率放大器的性能特点2.3谐振功率放大器电路2.4高频功率放大器共六十二页第 2 章谐振(xizhn)功率放大器2.1谐振(xizhn)功率放大器的工作原理2.1.1丙类谐振功率放大器2.1.2丁类和戊类谐振功率放大器2.1.3倍频器共六十二页2.1.1丙类谐振(xizhn)功率放大器1电路(dinl)组成 图 211谐振功率放大器原理电路ZL 外接负载，呈阻抗性，用 CL 与 RL 串联等效电路表示。Lr 和 Cr 匹配网络，与 ZL 组成并联谐振回路。调节 Cr 使回路谐振在输入信号频率。 VBB

2、基极偏置电压，使功率管 Q 点设在截止区，以实现丙类工作。共六十二页2集电极电流(dinli) iC 图 212输入(shr)vb(t) = Vbmcos st 据vBE = VBB + vb(t) = VBB + vbmcos st由静态转移特性(iC-vBE)，得集电极电流 iC 波形：脉宽小于半个周期的脉冲序列。傅里叶级数展开为平均分量、基波分量和各次谐波分量之和。3输出电压 vo (1)对基波分量阻抗最大，为谐振电阻 Re(谐振回路调谐在输入信号频率上，因而对 iC 中的基波分量呈现的阻抗最大，且为纯电阻)。共六十二页在高 Q 回路(hul)中，其 Re 近似为式中， 回路总电容 回路

3、谐振角频率 回路有载品质因数(2)对非基波(j b)分量阻抗很小(谐振回路对 iC 中的其他分量呈现的)，产生的电压均可忽略。共六十二页既然仅有由基波分量产生的电压 vc 输出(shch)，负载获得的信号功率不失真。 因此，丙类谐振功率(gngl)放大器谐振回路的功能： 选频：利用谐振回路的选频作用，可将失真的集电极电流脉冲变换为不失真的输出电压。 阻抗匹配：调节 Lr 和 Cr ，谐振回路将含有电抗分量的外接负载变换为谐振电阻 Re，并阻抗匹配。 所以，谐振功率放大器中，谐振回路起到选频和匹配负载的双重作用。 共六十二页4功率特性(txng)分析 (1)丙类功放的问题(wnt) 图 213脉

4、冲宽度变化的示意图若提高 C，管子导通时间应继续减小；但引起 iC 中基波分量 Icm1 减小，导致输出功率减小。 (2)解决方法 VBB 负向增大(c 减小)同时，提高输入激励电压 Vbm，以维持输出功率不变。但需警惕管发射结反向击穿。为进一步提高效率，可采用开关工作的丁类、戊类谐振功率放大器。共六十二页2.1.2丁类和戊类谐振(xizhn)功率放大器1丁类谐振(xizhn)功率放大器 (1)电路 Tr 二次侧两绕组相同，极性相反。T1 和 T2 特性配对，为同型管。(2)原理 若 vi 足够大，则vi 0 时，T2 饱和导通，T1 截止，vA2 = VCE(sat)A 点最大振幅值： vA

5、 = vA1 vA2 = VCC 2VCE(sat)共六十二页加到串联谐振回路，若谐振回路工作在输入信号角频率上，可近似认为输出电流(dinli) iL 是角频率为 的余弦波，RL 上获得不失真输出功率。 (3) 讨论(toln) VCE(sat)小，管耗小，放大器的效率高 (90% 以上) ； 因结电容、分布电容等影响，实际波形不理想，使管耗增大，丁类功放效率受限。 2戊类放大器 为了克服这个缺点，在开关工作的基础上采用一个特殊设计的集电极回路，保证 vCE 为最小值的一段期间内，才有集电极电流流通戊类放大器。 共六十二页2.1.3倍频器1概念(ginin)倍频器(Frequency Mul

6、tiplier)：将输入信号的频率倍增(bi zn) n 倍的电路。2原理 在丙类谐振放大器中，将输出谐振回路调谐在输入信号频率的 n 次谐波上，则输出谐振回路上仅有 iC 中的 n 次谐波分量产生的高频电压，而其他分量产生的电压均可忽略，因而 RL 上得到了频率为输入信号频率 n 倍的输出信号功率。 共六十二页3实现(shxin)办法 (1)晶体管倍频器 倍频次数不能太高，一般(ybn)为二倍或三倍频。原因： 效率。集电极电流脉冲中包含的谐波分量的幅度随着 n 的增加而迅速减小。倍频次数过高，倍频器的输出功率和效率就会过低。 滤波。谐振回路需滤除高于 n 和低于n 的各次分量。低于 n 的分

7、量幅度较大，滤除较难。倍频次数越高，对谐振回路提出的滤波要求越苛刻，不易实现。 (2)变容二极管、阶跃二极管构成参量倍频器，适用于倍频次数较高时。 共六十二页第 2 章谐振(xizhn)功率放大器2.2谐振(xizhn)功率放大器的性能特点2.2.1近似分析方法2.2.2欠压、临界和过压状态2.2.3四个电压量对性能影响的定性讨论共六十二页2.2.1近似(jn s)分析方法非谐振功放丙类谐振功放集电极负载纯电阻谐振回路，含电抗元件求功率性能图解法准静态分析法要 点求负载线求动态线 1使用(shyng)条件两假设 谐振回路滤波特性理想，即尽管集电极、基极电流为脉冲波，但谐振回路只产生基波(余弦)

8、电压，其他分量的电压均可忽略。有共六十二页 功率管特性用输入和输出静态(jngti)特性曲线表示，其参变量采用 vBE(而不是通常的 iB) 。 2分析(fnx)步骤 图 221谐振功率放大器的近似分析方法(b) 求动态点，画波形； 连动态线，画 iC 波形； 图解积分求分量； 计算功率性能。谐振功率放大器的分析共六十二页 (1)求动态(dngti)点，画波形图 221谐振功率放大器的近似分析方法(a)设定 VBB、Vbm、VCC、Vcm ，将 t 按等间隔(t = 0， 15， 30， ) 给定数值，由便可确定 vBE 和 vCE (图 a)。共六十二页(2)连动态(dngti)线，画 iC

9、 波形：图 221谐振功率放大器的近似分析方法(b)根据 vBE 和vCE 值，在输出特性曲线上(以 vBE 为参变量)找对应的动态点，画动态线(动态点的连线(lin xin)，由此可确定 iC 的波形。 不到 VCC，因为导通角小于 共六十二页(3) 图解(tji)积分求得分量 IC0 和 Ic1m谐振电阻(4) 计算功率(gngl)性能四变量 VBB、Vbm、VCC、Vcm 不同，iC 的波形和数值就不同，由此求得的 Re 及相应的功率性能就不同。应了解四变量的影响。共六十二页2.2.2欠压、临界(ln ji)和过压状态1当 VBB、Vbm、VCC 不变， Vcm 由小变大，动态(dngt

10、i)点左移 欠压状态Vcm 的取值，使所对应的动态点均处在放大区。 临界状态Vcm 增大，使 t = 0 所对应的动态点 A处在临界点，iCmax 略微减小。 过压状态Vcm 继续增大，使 A(t = 0)动态点处在饱和区，iC 迅速减小，电流脉冲出现凹陷，Vcm 增大，凹陷加深。谐振功放的工作状态共六十二页2 iC 的平均(pngjn)分量 IC0 与基波分量 Ic1m iC 脉冲(michng)越宽，高度越高，IC0 和 Ic1m 就越大。如果出现凹陷，则凹陷越深，IC0 和 Ic1m 就越小。由此可求功率性能共六十二页2.2.3四个电压(diny)量对性能影响的定性讨论一、负载(fzi)

11、特性 1定义指 VBB、Vbm 和 VCC 一定，放大器性能随 Re 的变化特性。 2特性 Re 的增加势必将引起 Vcm 增大(Vcm = ReIcm)Re Vcm vCEmin 功放欠压 过压 iC 波形出现凹陷。据此可以画出 Ic0 和 Ic1m 随 Re 变化的特性。 谐振功放的负载特性共六十二页3 Vcm、Po、PD、PC、C 随 Re 变化(binhu)的曲线图 2-2-4负载特性 Vcm = ReIc1m ， Po = VcmIc1m/2 PD = VCCIC0 ， PC = PDPo C = Po/ PD共六十二页3讨论(toln)(1) 欠压区Re ，iC 脉冲高度略有减小，

12、相应的 IC0、Ic1m 也略有减小，因而 Vcm(= ReIc1m)和 Po( )近似线性增大，而 PD(= VCCIC0)略有减小，C 增大，PC 减小。(2)过压区Re ，电流脉冲高度减小，凹陷加深(jishn)，相应的 IC0、Ic1m 减小，结果使 Vcm 略有增加，Po、PD 减小，且 Po 比 PD 减小的慢，从而 C 略有增加，PC 略有减小。(3)匹配负载 ReoptRe = Reopt 时，管子工作在临界状态， Po 最大， C 较大，PC 较小，放大器性能接近最佳。此时的 Re 称为谐振功放的匹配负载。 共六十二页3讨论(3)匹配负载 ReoptRe = Reopt 时，

13、管子工作在临界状态， Po 最大， C 较大，PC 较小，放大器性能接近最佳。此时的 Re 称为谐振功放的匹配负载。 共六十二页二、调制(tiozh)特性 图 225集电极调制特性两种调制特性(txng)：集电极调制和基极调制特性。 1集电极调制特性 (1)含义VBB、Vbm 和 Re一定，放大器性能随 VCC 变化的特性。(2)调制特性 欠压状态：随 VCC 减小，集电极电流脉冲高度略有减小，因而 IC0 和 Ic1m 也将略有减小，Vcm(= ReIc1m)也略有减小。 共六十二页 过压状态：随 VCC 减小，集电极电流脉冲的高度(god)降低，凹深加深，因而 IC0、Ic1m、Vcm 将

14、迅速减小。 (3) 集电极调幅(dio f)原理电路 图中： 载波 调制信号为谐振回路上的输出电压。 与谐振功放区别：集电极回路接入调制信号电压。共六十二页图 227集电极调幅电路令 VCC(t) = VCC0 + v(t) 作为放大器的等效集电极电源电压。若要求 Vcm(t) 按 VCC(t) 的规律变换，根据集电极调制特性(txng)，放大器必须在 VCC(t) 的变化范围内工作在过压状态。 共六十二页2基极(j j)调制特性 图 226基极调制特性(1)含义(hny)Vbm、VCC、Re 一定，放大器性能随 VBB 变化的特性。 (2)调制特性当 Vbm 一定，VBB ，iC宽度、高度

15、， IC0 Ic1m 、Vcm ，VCEmin ，放大器欠压 过压。过压后，随 VBB，iC 宽度、高度 ，凹陷加深，IC0 和 Ic1m、Vcm 均增加缓慢，可认为近似不变。共六十二页(3)基极调幅(dio f)原理电路 图 228基极调幅电路 基极偏置电压 使 Vcm 按 VBB(t) 的规律变化(binhu)，放大器工作在欠压状态。共六十二页三、放大(fngd)特性图 229放大特性1含义(hny)当 VBB、VCC 和 Re 一定，放大器性能随 Vbm 变化的特性。2特性固定 VBB，增大 Vbm 与上述固定 Vbm 增大 VBB 的情况类似，它们都使 iC 的宽度和高度增大，放大器由

16、欠压进入过压，图 229(a)。谐振功放的放大特性共六十二页(1)谐振(xizhn)功放作为线性功放图 2210 (a) 线性功率放大器的作用为了使输出信号振幅(zhnf) Vcm 反映输入信号 Vbm 的变化，放大器必须在 Vbm 变化范围内工作在欠压状态。共六十二页(2) 谐振功放作为(zuwi)振幅限幅器(Amplitude Limiter)图 2210 (b) 振幅限幅器的作用作用：将 Vbm 在较大范围内的变化转换为振幅恒定(hngdng)的输出信号。 特点：根据放大特性，放大器必须在 Vbm 的变化范围内工作在过压状态，或 Vbm 的最小值应大于临界状态对应的 Vbm 限幅门限电压

17、。 共六十二页若增大 Re，Po 减小，放大器实际(shj)工作在过压状态，可增大 VCC(同时，适当增大 Re 或 Vbm 或 VBB)，需注意管子安全。 实际上放大器的工作状态除了改变 Re 外还可以根据实际(shj)情况通过改变 VCC、Vbm、VBB 来判断，不过改变 Re 较普遍，但不论改变哪个量都必须保证回路谐振在工作频率上。 共六十二页四、四个特性在调试(dio sh)中的应用 在调试谐振功放时，上述(shngsh)四个特性十分有用。 例如，设一个丙类谐振功率放大器，设计在临界状态，若制作出后，Po 和 C 均不能达到要求，则应如何进行调整。 Po 达不到要求，表明放大器没在临界

18、。若增大 Re 能使 Po 增大，则根据负载特性，断定放大器工作在欠压状态，此时分别增大 Re、Vbm 和 VBB 或同时或两两增大均可使放大器由欠压进入临界。 共六十二页第 2 章谐振(xizhn)功率放大器2.3谐振功率(gngl)放大器电路2.3.1直流馈电电路2.3.2滤波匹配网络2.3.3谐振功率放大器电路共六十二页谐振(xizhn)功放管外电路： 直流馈电(ku din)电路 滤波匹配网络2.3.1直流馈电电路考虑因素：滤波匹配网络安装方便；馈电电路(Power Supply Circuit)对滤波匹配网络的影响。直流馈电电路分为串馈并馈1串馈与并馈(1)串馈三者(直流电源 VCC

19、、滤波匹配网络和功率管)在电路形式上为串接的馈电方式。共六十二页 (a)图 231集电极直流馈电电路LC高频扼流圈，与 CC 构成(guchng)电源滤波电路。在信号频率(pnl)上 LC 的感抗很大，接近开路；CC 的容抗很小，接近短路，避免信号电流通过直流电源而产生级间反馈，造成工作不稳定。(2)并馈三者(直流电源 VCC、滤波匹配网络和功率管)在电路形式上为并接的馈电方式。 共六十二页 (b)图 231集电极直流馈电电路LC 高频扼流圈；CC1 隔直电容；CC2 电源(dinyun)滤波电容。在信号频率上，LC 感抗(n kn)很大，接近开路，CC1、CC2 的容抗很小，接近短路。虽然电

20、源与滤波匹配网络在形式上是并联的，但滤波匹配网络两端电压 vc (t) 直接反映在 LC 上，因而vCE = VCC + vc。与串馈电路相同。(3)串馈与并馈的比较相同点：两种馈电方式，VCC 都能全部加到集电极上。不同点：滤波匹配网络的接入方式。共六十二页(a) (b)图 231集电极直流馈电电路 串馈：滤波匹配网络处于直流高电位上，网络元件(yunjin)不能直接接地。 并馈： CC1 隔直流，匹配网络处于直流地电位上，网络元件可直接接地(jid)，安装比串馈方便。但 LC 和 CC1 与匹配网络相并联，它们的分布参数影响网络调谐。共六十二页2基极偏置(pin zh)电路(1)作用(zu

21、yng)为放大电路提供合适的偏置电压，使功率管工作在丙类。(2)常用类型三种。图 232基极偏置电路共六十二页 图 232(a)，基极偏置电压由 VCC 通过 RB1 和 RB2 分压提供(tgng)，为保证丙类工作，其值应小于功率管的导通电压。 图 232 (b)、(c)，自给(zj)偏置电路。图 232 (b)偏置电路：LB、RB、CB1。RB ：产生压降，提供自偏电压；LB ：避免 RB、CB1 对输入滤波匹配网络的旁路影响。共六十二页3自给(zj)偏置电路ibi2i1(1)自给(zj)偏压 IB0 的产生图 232 (b)，vb 0 ib 0，为脉冲电流，可分解为 IB0、Ib1m、I

22、b2m 、由基尔霍夫定律ib = i1 + i2i2 通路有高扼圈 LB，仅直流电流可以通过， ib 中的直流分量为 IB0，故 i2 为 IB0。(2)自给偏置Vb(t) = 0， VBE = 0；Vb(t) 由小至大 IB0 随之增大 VBE = IB0RB 负向增大。自给偏置效应：偏置电压随输入信号电压振幅而变化的效应。共六十二页(3) 自给偏置(pin zh)电路的作用 用于载波功放，可以在输入信号振幅变化时起到自动(zdng)稳定输出电压振幅的作用。 若用于线性功率放大器，会使放大器偏离乙类工作，造成输出信号失真，应当避免。共六十二页2.3.2滤波匹配(ppi)网络1位置(wi zh

23、i)对交流通路而言，滤波匹配网络(Filter-Matched Network)介于功率管 T 和外接负载 RL 之间。2对滤波匹配网络的要求( 2 + 1 条)(1)变换将外接负载 RL 变换为放大管所要求的负载 Re，以保证放大器高效率地输出所需功率。图 233基极偏置电路(2)滤波充分滤除不需要的高次谐波分量，以保证在外接负载上输出所需基波功率(在倍频器中为所需的倍频功率)。共六十二页谐波抑制度 Hn：工程上表示滤波性能(xngnng)好坏的参数。设 IL1m 和 ILnm 分别为通过外接负载(fzi)电流中基波和 n 次谐波分量的振幅，相应的基波和 n 次谐波功率分别为 PL 和 PL

24、n，则对 n 次谐波的谐波抑制度定义为Hn 越小，网络对 n 次谐波的抑制能力越强。通常n 选 2，即对二次谐波的抑制度。(3)高效将功率管给出的信号功率 Po 高效地传送到外接负载上，即要求网络的传输效率 K = PL/ Po 接近 1。 共六十二页3讨论(toln) (1)谐波抑制度(zhd) Hn 和 K 间的矛盾 在实际滤波匹配网络中，提高 Hn，就会牺牲传输效率 K，反之亦然。 (2)说明 图 234LC 谐振回路如图 234 所示，L 和 C 为滤波网络(简称 L 型网络)，rL 为 L 中的固有损耗电阻，RL 为外接负载电阻。令为回路固有品质因数，在高 Q 条件下，它的有载品质因

25、数 共六十二页显然，当 Q0 一定时， RL 越大于 rL，相应的 K 就越大。但 RL 越大，Qe 越小，回路谐振曲线(qxin)越平坦，对谐波的抑制能力就越差。 共六十二页4串、并联阻抗转换(zhunhun)公式 若将一个由电抗(dinkng)和电阻相串接的电路与相并接的电路等效转换，根据等效原理，令两者的端导纳相等，即 由此得(1) 串转并公式共六十二页(2)并转串公式(gngsh) (3)说明(shumng) 式中， Xp 和 Xs 为实数 电容： X 电感： XL = L 上述各式表明，Qe 取定后，Rp 和 Rs，Xp 和 Xs 之间可以相互转换。转换前后的电抗性质不变( Xs 和

26、 Xp 有相同的正负号)。 共六十二页5滤波匹配(ppi)网络的设计 在谐振功率放大器中，为了提高传输效率，回路的有载品质因数都较小，一般在 10 以下。考虑到谐波抑制度，常用的滤波匹配网络除了上述最简单的 L 型外，更多的是由三个电抗元件组成的 、T 型以及由它们组成的多级混合网络。下面就介绍(jisho)滤波匹配网络的阻抗变换特性。 假设滤波匹配网络的固有损耗电阻为零，即回路传输效率趋近于 1，外接负载电阻为 RL，要求与 Re 和 C0 的串接或并接阻抗相匹配，C0 为功率管的分布电容。共六十二页利用串、并联阻抗转换公式，就可以导出各种( zhn)滤波匹配网络的元件表达式。图 237基极

27、偏置电路例 1：图 2-3-7(a)为 T 型滤波匹配网络(wnglu)，要求与 Re 和 C0 串接阻抗匹配，求各元件表达式。 共六十二页解：将 T 型网络分割成两个串接的 L 型网络，图中 。再对这两个 L 型网络进行(jnxng)分析。在后一个 L 型网络(wnglu)中，将 XC2 和 RL 的串接阻抗转换为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗，分别取值为(注意 XC2 含负号) 共六十二页(b)图 237基极偏置电路令 ，回路并联谐振，则 L 型网络呈现的谐振电阻为其中，且网络(wnglu)元件的表达式为 XC2 = - Qe2RL，共六十二页再来分析前一个 L型网络，它的负载电阻为 。将和的并接阻抗转换为 Xs1 和 Rs1 的串接阻抗，分别为其中。令，回路串联谐振，则 L 型网络呈现的谐振电阻共六十二页 或，由于 Qe2 为正实数，因而根号内的值应大于零，故有相应(xingyng)网络元件的表达式