电子线路高频非线性部分

1、第 4 章振幅调制、解调与混频(hn pn)电路4.4振幅调制(tiozh)与解调电路4.4.1振幅调制电路4.4.2二极管包络检波电路4.4.3同步检波电路共三十三页4.4.1振幅(zhnf)调制电路地位(dwi)：无线电发射机的重要组成部分。高电平调制低电平调制分类(按功率高低)： 高电平调制：调制置于发射机的末端，产生大功率的已调信号。 低电平调制：调制置于发射机的前端，产生小功率的已调信号，再通过多级线性功率放大器放大。 一、高电平调幅电路1优点可不必采用效率较低的线性功率放大器，使发射机整机效率高。 共三十三页2要求(yoqi) 要达到(d do)所需调制线性。 高效率地输出足够大的

2、已调信号功率。3电路 多采用高效率的丙类谐振功放，包括： 集电极调幅电路：根据谐振功率放大器的集电极调制特性，调制信号加到集电极上； 基极调幅电路：根据谐振功率放大器的基极调制特性，调制信号加到基极上； 复合调幅电路：将调制信号同时加到集电极和基极上，以提高调制线性。共三十三页二、低电平调制(tiozh)电路1用途(yngt)主要用来实现双边带和单边带调制。2要求 调制线性好，载波抑制能力强，功率和效率的要求是次要的。 载波抑制能力的强弱可用载漏(输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数)表示，分贝数越大，载漏就越小。 3. 种类前介绍的各种相乘器均可构成性能优良的平衡调制器，例如 1596、A

3、D630 平衡调制器等。 实用的低电平调制电路不再讨论。仅讨论以下内容。共三十三页4采用(ciyng)滤波法的单边带发射机(1)原理(yunl)采用滤波法的技术难度与载波频率的高低密切相关。例如，假设调制信号的最低频率为 100 Hz，若 载波频率为 2 000 kHz ，则双边带调制信号的两个边频分别为 2 000.1 kHz 和 1 999.1 kHz，两边频间隔为 0.2 kHz。取上边频，两边频的相对间隔为(0.2/2 000.1)100% = 0.01%。 载频减小为 50 kHz，上、下边频间隔仍为 0.2 kHz，则两边频的相对间隔为 (0.2/50.1) 100% = 0.4%

4、。 相对间隔越大，滤波器就越容易实现。故单边带发射机在低载波频率上产生单边带信号，而后用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上。 共三十三页(2)组成(z chn)图 4-4-3(a)采用滤波法的单边带发射机组成框图共三十三页图 4-4-3(b)采用滤波法的单边带发射机组成框图平衡调制器第一混频器第二混频器本振频率/kHz相对频率间隔边带最小频率间隔/kHz100(载波)2 00026 0000.2200.24 200.20.2%9.4%14.9%共三十三页 两混频器的输出(shch)滤波器很容易取出所需分量，滤除无用分量。在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生同步信号，还发射低功率(gn

5、gl)的载波信号，称为导频信号，这个信号直接由 100 kHz 的振荡信号通过载波抑制器衰减 10 30 dB 后叠加在单边带调制信号上。共三十三页4.4.2二极管包络检波电路(dinl) 普通(ptng)调幅波，其载波分量未被抑制掉，可直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，无需另加同步信号，称为包络检波器。最常用的检波器：二极管包络检波器(在集成电路中，主要采用三极管射极包络检波电路)。一、工作原理1电路图 4-4-4原理电路类似二极管整流电路，由二极管 D 和低通滤波器 RLC 相串接构成。特点：检波二极管与负载 RL 相串联。共三十三页2原理(yunl) 输入调幅信号(xn

6、ho)：vS(t) = Vmc(1 + Macos t)cosct，若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两段折线逼近。 (1)D 导通时，vS 向 C 充电， = RDC； (2)D 截止时，C 向 RL 放电， = RLC。图 4-4-5检波电路波形充放电达到动态平衡后，输出电压便将稳定在平均值 vAV 上下按角频率 c 作锯齿状波动图 4-4-5(a)。 电流 i 为高度按输入调幅信号包络变化的窄脉冲序列，如图 4-4-5(b)所示。 共三十三页图 4-4-5检波电路波形即 vAV = VAV + Vmcos t 且其值与输入调幅信号(xnho)包络 Vm0(1 + Macos

7、t) 成正比 VAV = dVm0，Vm= dMaVm0d ：检波电压(diny)传输系数(检波系数)，恒小于 1。二极管包络检波3讨论共三十三页(1)D 的作用(zuyng)原理上，D 起着受载波(zib)电压控制的开关作用。实际上，受 RLC 电压反作用，D 仅在载波一个周期中接近正峰值的一段时间(vS vC)内导通(开关闭合)，而在大部分时间内截止(开关断开)。(2)D 导通与截止时间与 RLC 大小有关RLC C 向 RL的放电速度 C 的泄放电荷量 D 导通时间 锯齿波动 vAV 增大。 为提高检波性能，RLC 取值应足够大，要满足和 RL RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为，

8、VAV Vm，即检波电压传输系数 d 趋于 1，而叠加在 vAV 上的残余高频(输出纹波)电压趋于 0。共三十三页二、输入电阻1等效电路图 4-4-6中频放大器和检波器级联如图 4-4-6(a)所示，检波器前有中频(zhngpn)放大器，其等效电路如图 4-4-6(b)所示。iS 和 L1C1R1 中频放大器折算到检波器输入端的等效(dn xio)电流源和输出谐振回路(调谐在 c )。2负载效应检波器作为中频放大器的输出负载，可以用检波输入电阻 Ri 来表示这种负载效应。共三十三页(1)Ri 定义(dngy) 输入(shr)高频电压振幅对二极管电流 i 中基波分量振幅的比值。(2)Ri 的求法

9、可近似从能量守恒原理求得。设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cosct，则检波器从输入信号源获得的高频功率为输出平均功率 设 D 导通时间很短，i 在 RD 上消耗的功率可以忽略，故 PL Pi ，又VAV Vm(检波电压传输系数 d 趋于 1)，由此可得共三十三页(3)Ri 的作用(zuyng)使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到(R1 / Ri) ，因此， iS 在谐振回路产生的高频电压振幅由未接检波时的下降到接检波后的 Vm。显然 Ri 越小，Vm 也就越小于 ， 称负载效应。共三十三页图 4-4-7三极管射极包络检波电路(4)负载(fzi)效应的抑制减小负载(fzi)效应，

10、必须增大 Ri，即增大 RL。但增大 RL，受检波器惰性失真(下面介绍)的限制。解决办法：采用三极管射极包络检波电路。原理： 发射结等效检波二极管； 输入电阻比二极管检波器增大了(1 + )倍(该检波电路广泛应用于在集成电路中)。 可见，二极管包络检波器的输入电阻 Ri 与输出负载电阻 RL 直接相关。 共三十三页三、并联(bnglin)型二极管包络检波电路1电路(dinl)图 4-4-8并联型二极管包络检波电路特点：中放-检波工作点隔离。C ：负载电容，兼作中频放大器和检波器之间的隔直电容；RL：负载电阻，与二极管并接，故称之为并联型电路。2原理(与串联型相同 )当 D 导通时，vS 通过

11、D 向 C 充电，充电常数为 RDC；当 D 截止时，C 通过 RL 放电，放电常数为 RLC。共三十三页动态平衡后： C 上产生与串联型电路(dinl)相类似的锯齿状波动电压 vC，该电压的平均值为 vAV (电流，“负半周输出”)。 输出电压 vO 中还包括(直接通过 C 在输出端产生的)高频(o pn)电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频(o pn)成分。 Ri 值：根据能量守恒原理，实际加到检波器中的高频功率，一部分直接消耗在 RL 上，一部分转换为有用的输出平均功率，即当 VAV Vm 时，输入电阻比串联型电路小。共三十三页四、大信号(xnho)检波和小信号(xnho)检波(1)大

12、信号(xnho)检波(包络检波) 条件：二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼近(即输入电压足够大，二极管工作在导通区和截止区时)故二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波。 实际电路：均外加正向偏置电压(或电流)，克服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入高频电压振幅大于 500 mV 以上就能保证二极管检波器工作在大信号检波状态。(2)小信号检波 条件：vS 振幅 Vm 足够小(几至十几毫伏)，此时，二极管应设有很小的偏置电流。共三十三页 分析：二极管伏安特性(txng)采用幂级数逼近，即这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从信号源获得到高频功率大部分消耗(xioh

13、o)在 RD 上，加到二极管上的电压 vD vS(t) = Vmcosct，将它带入 i 的展开式共三十三页 其中，所需的平均分量 IAV 由二次方项产生，其值为a2Vm2/2，相应的输出平均电压(diny) VAV 也与 Vm 的平方成正比，故称之为平方律检波。 讨论(toln)缺点 平方律检波，输出平均电压 VAV 与 Vm 的平方成正比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线性失真。 检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，因而可近似认为即 Ri RD，其值小于大信号检波(Ri RL)时的数值。共三十三页由于小信号检波存在(cnzi)上述缺点，故接收机中先将输入信号放大再进行检

14、波，以保证工作在大信号检波状态。 在有效值电压表等测量仪器(yq)中，利用小信号检波的平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。在这类仪器(yq)中，小信号检波获得广泛应用。 共三十三页五、二极管包络检波电路(dinl)中的失真 为保证检波器不失真(sh zhn)，检波器输入调幅电压 vS 必须足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。设vS(t) =Vm0(1+Macos t)cosct则包络的最小值 Vm0(1Ma) 应大于大信号检波时所需的电压值。当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置电压予以克服时，该电压应在 500 mV 以上。因而这种情况下，保证大信号检波的条件为Vm0

15、(1 - Ma) 500 mV其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最高调制频率为 Fmax，为了不产生失真，RLC 的低通滤波器带宽应大于 Fmax。共三十三页除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不当，二极管包络检波器还会产生惰性(duxng)失真和负峰切割失真。 1惰性(duxng)失真(1)产生原因增大 RL 和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频滤波能力。但过大，二极管截止期间 C 通过 RL 的放电速度过慢跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电平就会产生惰性失真。共三十三页(a)(b)图 4-4-9惰性失真(a)不产生惰性失真(b)产生惰性失真(2)避免(bmin)产生惰

16、性失真的条件为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，C 通过 RL 的放电(fng din)速度大于等于包络的下降速度，即(4-4-6)共三十三页可推得单音调制时不产生惰性(duxng)失真的充要条件(3) 分析(fnx)Ma和 越大，包络的下降速度越快，不产生惰性失真所要求的 RLC 值必须越小。多音调制时，作为工程估算， 和 Ma 应取其中的最大值。一般按 maxRLC 1.5 计算 。惰性失真共三十三页2负峰切割(qig)失真(a)图 4-4-10负峰的切割失真(1)检波器的交直流负载(fzi)检波器与下级放大器连接采用 阻容耦合电路，避免 vAV 中的直流分量 VAV 影响下级

17、放大器的静态工作点。CC ： 隔直电容，要求它对 呈交流短路；Ri2 ：下级电路的输入电阻。检波器的交流负载：ZL( j ) RL / Ri2直流负载：ZL(0) = RL说明在这种检波电路中，ZL(j) ZL(0)，且 ZL(j) ZL(0)(2)负峰切割失真共三十三页图 4-4-10负峰的切割失真当输入调幅波电压的 Ma 较大时，由于交、直流负载不等，输出音频(ynpn)电压在其负峰值附近将被削平，出现“负峰切割失真”，如图 4-4-10 所示。 (3)失真的(zhn de)原因 正常情况无负峰切割若等幅波输入，CC 上产生直流电压：Vm0加到 D 的负端 当 Ma 较小时，加到 D 正端

18、的包络电压在一个周期内总是大于VRL，二极管导通，工作正常。共三十三页 异常情况有负峰切割(qig)若 Ma 较大，可能在 t1 - t2 内，包络电压 Vm VRL，D 重新导通。Ma 越大，或 Ri2 越小，失真越大 避免负峰切割失真的条件(Vm0Ma Vm0) VRLMa 可见，交直流电阻越接近，不产生负峰切割失真所允许的 Ma 值就越接近于 1。负峰切割失真共三十三页图 4-4-11二极管检波器的改进电路 改进(gijn)措施出发点：减小交、直流负载电阻的差别(chbi)。方法 1：将 RL 分成 RL1 和 RL2，当 RL 维持一定时， RL1 越大，交、直流负载电阻的差值就越小，但输出音频电压也就越小。为了折中地