双馈风力发电机的工作原理

1、- - - -双馈风力发电机工作原理讲义本章的主要内容是讲述双馈感应发电机(Doubly-FedInductionGenerator,简称DFIG)的工作原理及其励磁控制，我们通常所讲的双馈异步发电机嵇上是一种绕线式转子电机，由于其定、转子都能向电网馈电，故简称双馈电Q双馈电机虽然属于异步机的范畴，但是由于其有独立的励磁绕组，可以像同步电机一样施加励磁，调节功率因数，所以乂称为交流励磁电机(AlternatingCunentExcitationGeneratorACEG)也有称为异步化同步电机(AsynchronizedSynchronousGenerato色詞步电机由于是直流励磁，其可调量只

2、有一个电流的幅值，所以同步电机一般只能对无功功率进行调Q交流励磁电机的可调量有三个：一是可调节励磁电流幅值；二是可改变励磁频率；三是可改变相位。这说明交流励磁电机比同步电机多了两个可调量，通过改变励磁频率，可改变电机的转速，达到调速的目的。这样，在负荷突变时，可通过快速控制励磁频率來改变电机转速，充分利用转子的动能，释放或者吸收负荷，对电网扰动远比常规电机小。改变转子励磁的相位时，由转子电流产生的转子磁场在气隙空间的位置上有一个位移，这就改变了发电机电势与电网电压相量的相对位置，也就改变了电机的功率角。这说明电机的功率角也可以进行调节。所以交流励磁不仅可以调节无功功率，也可以调节有功功率。交流

3、励磁电机之所以有这么多优点，是因为它釆用的是可变的交流励磁电流。但是，实现可变交流励磁电流的控制是比较困难的，本章的主要内容讲述一种基于定子磁链定向的矢量控制策略，该控制策略可以实现机组的变速恒频发电而且可以实现有功无功的独立解耦控制，当前的主流双馈风力发电机组均是采用此种控制策略。双馈电机的基本工作原理设双馈电机的定转子绕组均为对称绕组，电机的极对数为p,根据旋转磁场理论，当定子对称三相绕组施以对称三相电压，有对称三相电流流过时，会在电机的气隙中形成一个旋转的磁场,这个旋转磁场的转速称为同步转速，它与电网频率人及电机的极对数p的关系如下：坷=型1(3-1)P同样在转子三相对称绕组上通入频率为

4、$的三相对称电流，所产生的旋转磁场相对于转子本身的旋转速度为：(3-2)由式（3-2）可知，改变频率f2,即可改变比,而且若改变通入转子三相电流的相序，还可以改变此转子旋转磁场的转向。因此，若设ni为对应于电网频率为50Hz时双馈发电机的同步转速，而n为电机转子本身的旋转速度，则只要维持nn2=m=常数，见式（3-3）,则双馈电机定子绕组的感应电势，如同在同步发电机时一样，其频率将始终维持为f】不变。TOC o 1-5 h znn2=ni=常数（3-3）双馈电机的转差率S=虫兰，则双馈电机转子三相绕组内通入的电流频率应为nif=pn1=p（n1-n）=pnkxnL-n=（3-4）-606060

5、n1公式（3-4）表明，在异步电机转子以变化的转速转动时，只要在转子的三相对称绕组中通入转差频率（即f】S）的电流，则在双馈电机的定子绕组中就能产生50Hz的恒频电势。所以根据上述原理，只要控制好转子电流的频率就可以实现变速恒频发电了。根据双馈电机转子转速的变化，双馈发电机可有以下三种运行状态：（1）亚同步运行状态。在此种状态下由转差频率为f?的电流产生的旋转磁场转速他与转子的转速方向相同，因此有n+n2=nio（2）超同步运行状态。此种状态下nn】，改变通入转子绕组的频率为2的电流相序，则其所产生的旋转磁场的转速虫的转向与转子的转向相反，因此有n-n2=ni。（3r同步运行状态。此种状态下n

6、=nb转差频率f2=0,这表明此时通入转子绕组的电流频率为0,也即直流电流，与普通的同步电机一样。双馈发电机的基本方程、等效电路和向量图下面从等效电路的角度分析双馈电机的特性。首先，作如下假定：（1）只考虑定转子电流的基波分量，忽略谐波分量；（2）只考虑定转子空间磁势基波分量；（3）忽略磁滞、涡流损耗和铁耗；（4）变频电源可为转子提供能满足幅值、频率及功率因数要求的电源，不计其阻抗与损耗。发电机定子侧电圧电流的正方向按发电机惯例，转子侧电压电流的正方向按电动机惯例，电磁转矩与转向相反为正，转差率s按转子转速小于同步转速为正，参照异步电机的分析方法，可得双馈发电机的等效电路，如图（3-1）-根据

7、等效电路图，可得双馈发电机的基本方程式：U=一ElR+jx)S-s/E丁爲/-人式中，R、羽分别为定子侧的电阻与漏抗R；、丕分别为转子折算到定子侧的电阻和漏抗匕为激磁电抗(3-5)U、E、/分别为定子侧电压、感应电势和电流Er分别为转子侧感应电势，转子电流经过频率和绕组折算后折算到定子侧的值乙”2转子励磁电压经过绕组折算后的值，为再经过频率折算后的值1N-E7xE=E.U从等值电路和两组方程的对比中可以看出，双馈电机就是在普通绕线式转子电机的转子回路中增加了一个励磁电源，恰恰是这个交流励磁电源的加入大大改善了双馈电机的调节特性，使双馈电机表现出较其它电机更优越的一些特性。下面我们根据两种电机的

8、基本方程是画出各自的相量图，从相量图中说明引入转子励磁电源对有功和无功的影响。图（3-3）转子中不加励磁时的相量图图（3-4）转子中加入励磁电源后的相量图从相量图中可以看出对于传统的绕线式转子电机，当运行时的转差率s和转子参数确定之后，定转子各相量相互之间的相位就确定了，无法进行调整。即当转子的转速超过同步速之后，电机运行于发电机状态，此时虽然发电机向电网输送有功功率，但是同时电机仍然要从电网吸收滞后的无功进行励磁。但是从图（3-4）中可以看出在引入了转子励磁电压之后，定子电压和电流的相位发生了变化，因此使得电机的功率因数可以调整，这样就大大改善了发电机的运行特性，对电力系统的安全运行就有重要

9、意义。双馈发电机的功率传输关系风力机轴上输入的净机械功率（扣除损耗后）为氏小，发电机定子向电网输出的电磁功率为勺，转子输入/输出的有、电磁功率为呂，s为转差率，转子转速小于同步转速时为正，反之为负。呂乂称为转差功率，它与定子的电磁功率存在如下关系（数值关系）如果将呂定义为转子吸收的电磁功率，那么将有此处s可正可负，即若20,则呂0,转子从电网吸收电磁功率，若则上0,转子向电网馈送电磁功率。下面考虑发电机超同步和亚同步两种运行状态下的功率流向（1）超同步运行状态，顾名思义，超同步就是转子转速超过电机的同步转速时的一种运行状态，我们称之为正常发电状态。（因为对于普通的异步电机，当转子转速超过同步转

10、速时，就会处于发电机状态。）图（3-5）超同步运行时双馈电机的功率流向根据图中的功率流向和能量守恒原理：流入的功率等于流出的功率也T+卜心（1+册因为发电机超同步运行，所以$o,上式可以进一步写成将上述式子归纳得：超同步速，$VO,pRm&ch图（3-6）超同步速时双馈电机的功率流向示意图（2）亚同步运行状态，即转子转速低于同步转速时的运行状态，我们可以称之为补偿发电状态（在亚同步转速时，正常应为电动机运行，但可以在转子回路中通入励磁电流使其工作于发电状态）- - - #-图（3-7）亚同步运行时双馈电机的功率流向根据图中（3-7）以及能量守恒原理，流入的功率等于流出的功率由于亚同步运行时$0

11、,所以上式可以化成也=（1-$）勺将上述式子归纳得到：亚同步速，s0,Pmech图（3-8）亚同步运行时双馈电机的功率流向示意图综合超同步和亚同步两种运行状态可以得到下面的一般关系与彳的关系为P圖=2汕均与的关系为P、=s&超同步时有P亚同步时有双馈电机的数学模型上一节我们从双馈电机稳态等效电路以及功率流向的角度分析了双馈电机的工作原理，但这对于控制來说是远远不够的，本节我们将通过从数学模型的角度來分析双馈电机为下一步的控制做准备。双馈电机的数学模型与三相绕线式感应电机相似，是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。为了建立数学模型，一般作如下假设：a）三相绕组对称，忽略空间谐波，磁势沿气隙圆周

12、按正弦分布。b）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是线性的。c）忽略铁损。d）不考虑频率和温度变化对绕组的影响。在建立基本方程之前，有几点必须说明：1、首先要选定好磁链、电流和电压的正方向。图（3-9）所示为双馈电机的物理模型和结构示意图。图中，定子三相绕组轴线A、B、C在空间上是固定的，a、b、c为转子轴线并且随转子旋转，乞为转子a轴和定子A轴之间的电角度。它与转子的机械角位移0”的关系为Om=Or/f竹为极对数。各轴线正方向取为对应绕组磁链的正方向。定子电压、电流正方向按照发电机惯例标示，正值电流产生负值磁链；转子电压、电流正方向按照电动机惯例标示，正值电流产生正值磁链。2、为了简单起见，

13、在下面的分析过程中，我们假设转子绕组各个参数己经折算到定子侧，折算后定、转子每相绕组匝数相等。于是，实际电机就被等效为图（3-9）所示的物理模型了。双馈电机的图（3-9）双馈电机的物理结构图电压方程选取下标$表示定子侧参数，下标厂表示转子侧参数。定子各相绕组的电阻均取值为心，转子各相绕组的电阻均取值为乙。于是，交流励磁发电机定子绕组电压方程为：转子绕组电压方程为：X=+D中八叫=仃+旳b；HD叭可用矩阵形式表示为： - - #-H.1一：00000AB0一：00001B巩BliC=00一：000lc+內c(3-7)000600ia勿ab0000几0ib內b11e_00000jc_或写成：u二曲

14、+DW式中：八u3,“c，ua,ub,uc定子和转子相电压的瞬时值；乙，i3,ic,4，ib,/3_/32T简记为：/=Cisls!为求其逆变换，引入另一个独立于沧、N的新变量,称之为零序电流，并定义：N=KN、i+KNJb+KNJc于是得到：zo=+KiB4-KiJ(3.3.2)- #- #- #- - #- #-式中，K为待定系数。- - #-对两相系统来说，零序电流是没有意义的，这里只是为了纯数学上的求逆的需要而补充定义这样一个其值为零的零序电流（相应的坐标系才称为a-p-Q坐标系）。需要说明的是，这并不影响总的变换过程。式3.3.1和式3.3.2合并后，0一2$成为:丄2至2K丄22K

15、- #- #- - #-将求逆，得到:1212根据前面所述的等功率原则，要求G一一2；。据此，经过计算整丄2_V217T(3.3.3)2T=3J一(3.3.4)式3.3.3和式3.3.4即为定子三相/两相静止轴系变化矩阵，以上两式同样适用于定子电压和磁链的变换过程。需要注意的是，当把以上两式运用于转子轴系的变换时，变换后得到的两相轴系和转子三相轴系一样，相对转子实体是静止的，但是，相对于静止的定子轴系而言，却是以转子角频率旋转的。因此和定子部分的变换不同，转子部分实际上是三相旋转轴系变换到两相旋转轴系（记为d-q-O轴系）。两相静止/两相旋转变换（2s/2r变换）如图（3-14）所示，厶为定子

16、电流空间矢量，图中d-q-0坐标系是任意同步旋转轴系，旋转角速度为同步角速度。由于两相绕组ct-P在空间上的位置是固定的，因而d轴和a轴的夹角0随时间而变化（5=缪），在矢由图3.5容易看出，ig、么和&、存在下面的关系:令:COS0sincp_sin(pCOS0cos(psincp-sin(pcoscp(335)式3.3.5表示了由两相同步旋转坐标系到两相静止坐标系的矢量旋转变换矩阵。由于变换矩阵Q一是正交矩阵，所以=因此，由静止坐标系变换到同步旋转坐标系的矢量变换方程式为令:COS0-sin(p-iCOS0sincpsin(pCOS0-sin(pCOS0(3.3.6)COS0sin(pCO

17、S0(3.3.7)式3.3.7表示了两相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的矢量旋转变换矩阵。仿照两相同步旋转轴系到两相静止坐标系的矢量旋转变换，可以得到转子两相旋转d-q“-0轴系到两相静止轴系的坐标变换过程:COS0sinOr一sinScos。-*(3.3.8)- #- #- #- #-式中，为、。为经变换所得的转子两相旋转d-q-0轴系的电流,心、么.为两相静止轴系下的电流，乞为转子转过的空间电角度。三相静止到两相旋转坐标变换（3s/2r变换）将3s/2s变换和2s/2r变换合并成一步就得到三相静止坐标系和d-q-0坐标系之间定子量的变换矩阵，推导如下：按照式3.3.6,并配70=z0,有：

18、4COS0sintpo-iq，=-sincpcoscp0a/o_001_zo_又由于么订乙6代入上式可得:6IB=lBJc_c_cos(+乎)-sin(p+)(3.3.9)由于等功率坐标变换矩阵为正交矩阵，易知：c“=cj,.两相同步旋转坐标系下的转子量可以经过如下变换得到：先利用式3.3.8的变换矩阵得到d-q-O轴系下的转子量；再利用式3.3.8实现到a-p-0坐标系的转换；最后利用式3.3.7的变换矩阵，最终得到两相同步旋转坐标系下的转子量。经推导，以上三个步骤可合并为一个坐标变换矩阵：- - #- #-z门2兀、COS_0+)3_sin_0.+)(3.3.10)同样，以上变换也满足等功

19、率原则，该变换矩阵仍为正交矩阵。由于转子绕组变量可以看作是处在一个以角速度妙旋转的参考坐标系下，对应式3.3.9,转子各变量可直接以角度差（p-0r的关系变换到同步dq坐标系下（相应地，）。显然，式3.3.10与这一思路完全dt吻合。最后，有必要指出，以上坐标变换矩阵同样适用于电压和磁链的变换过程，而且变换是以各量的瞬时值为对象的，同时适用于稳态和动态。对三相坐标系到两相坐标系的变换而言，由于电压变换矩阵与电流变换矩阵相同，两相绕组的额定相电流和额定相电压均增加到三相绕组额定值的屈I倍，因此每相功率增加到3/2倍，但是相数已经由3变为2,故总功率保持不变。同步旋转两相d-q坐标系下双馈发电机的

20、数学模型定子绕组接入无穷大电网，定子旋转磁场电角速度为同步角速度均，因此，前面我们选用在空间以恒定同步速旋转的d-q-0坐标系下的变量替代三相静止坐标系下的真实变量來对电机进行分析。在稳态时，各电磁量的空间矢量相对于坐标轴静止，这些电磁量在d-q-0坐标系下就不再是正弦交流量，而成了直流量。交流励磁发电机非线性、强耦合的数学模型在d-q-O同步坐标系中变成了常系数微分方程，电流、磁链等变量也以直流量的形式出现，如图（3-15）所不。- #- - #-图（3-15）d-q轴下双馈发电机的物理模型- - #- #- #- - #-采用前面的正方向规定，即定子取发电机惯例，转子取电动机惯例时，三相对

21、称双馈发电机的电压方程、磁链方程、运动方程和功率方程及其较详细的推导过程如下。电压方程1、定子电压方程要实现三相坐标系向同步旋转d-q-0坐标系的变换，可利用坐标变换矩阵G一“来进行。重写三相坐标系下的定子电压方程如下：00/001B+UC_00!c_DWc对上式两边左乘坐标变换矩阵有:即:%=一叶+*皿）式中:cos（p-siiicpcos-丁2叭-sin（P-丁）1V2托、cos+丁）2叭一sin（P+亍1Vcos（p-sin（pz2兀、cos（p-）3z2龙、COS（0+）3/271、-sin（p-）3-sin（j9+）3对定子绕组：哆于是d-q-0坐标系下定子电压方程可表示为（略写零序

22、分量）:（3.4.1）at2、转子电压方程-100同样，要实现转子三相坐标系向同步旋转d-q-O坐标系的变换，可利用坐标变化矩阵G一“来进行。重写三相坐标系下的转子电压方程如下:Ua00ub=0丿;0ib+00c.%,(34.2)在进行类似定子电压方程坐标变换的过程后，结果是（略写零序分量）:2rXSXG，t2,XArXVGst2厂00Z”LrrG$t2fXL壮XG；*Gst2fxL”X0知Lr-GwxA.xG；*C2,.XA,XC中勿o_-XLsxG；*XLxC2rXXGs*XL*XC、s7rGst2厂XZ&X尸Gst2尸XArXW.的过程比较繁琐，本章不再列出具体化简过程。由以上推导，最终

23、可得d-q-O坐标系下交流励磁发电机磁链方程为（略- - - -一厶0Lm0%0一厶0-Lni0Lr.0hr0-Lm0Z写零序分量):其中，Zw=|zw为同步d-q-0坐标系下等效定子绕组与等效转子绕组间互感；厶=为同步d-q-0坐标系下等效定子每相绕组全自感；L严L沦詛为同步d-q-0坐标系下等效转子每相绕组全自感。即有定子磁链方程：叫一严+严(3.4.3)转子磁链方程：；是Z的共轨复数，7；是Z的共辘复数。式3.4.1式3.4.8一起构成了双馈发电机在d-q-0同步旋转坐标系下完整的数学模型。可以看出，这种数学模型消除了互感之间的耦合关系，比三相坐标系下的数学模型要简单的多。它们是一组常系

24、数微分方程，这就是坐标变换的最终目的所在，也为下一节将要分析的双馈风力发电系统定子磁链定向的矢量控制策略奠定了基础。双馈风力发电机励磁系统矢量控制方法在上一节中我们己经提到过矢量控制的概念，我们利用矢量坐标变换方法得出了任意同步旋转d-q-O坐标系下交流励磁发电机的数学模型。有了这一数学模型，我们便实现了非线性、强耦合的三相交流电机系统到一个线性、解耦系统的转变。然而，我们前面只规定了d、q两坐标轴的垂直关系和旋转角速度。如果对进一步对d-q-0轴系的取向加以规定，使其成为特定的同步旋转坐标系，这将进一步简化前面得出的d-q-0轴系下的数学模型，对矢量控制系统的实现具有关键的作用。选择特定的同

25、步旋转d-q-0坐标系，即确定d、q轴系的取向，称之为定向。选择电机某一旋转磁场轴作为特定的同步旋转坐标轴，则称之为磁场（磁链）定向（Field-orientation）。矢量控制系统也称为磁场（磁链）定向控制系统，本节要讨论的就是双馈风力发电机基于定子磁链定向的矢量控制策略。定子磁糙定向矢控制的基本概念矢量控制理论产生于20世纪60年代末，随着电力电子学、计算机控制技术和现代控制理论的发展，矢量控制技术逐步得到应用。最初它是从电动机交流调速的应用中发展起來的，通常异步电动机矢量控制系统是以转子磁链为基准，将转子磁链方向定为同步坐标系d轴；同步电动机矢量控制系统是以气隙合成磁链为基准，将气隙磁

26、链方向定为同步坐标系d轴。但是变速恒频发电系统有别于电动机调速系统，若仍以转子磁链或气隙磁链定向，由于定子绕组中漏抗压降的影响，会使得定子端电压矢量和矢量控制参考轴之间有一定的相位差。这样定子有功功率和无功功率的计算将比较复杂，影响控制系统的实时处理。电网的电压频率被认为是不变的，当发电机并入这样的电网之后，它的定子电压是常量，只有定子的电流是可以受到控制的，对发电机功率的控制，在并网的条件下，可以认为就是对电流的控制。并网运行的双馈风力发电机，其定子绕组电流始终运行在工频50HZ,在这样的频率下，定子绕组的电阻比其电抗要小的多，因此通常可以忽略电机定子绕组电阻。由静止坐标系下定子电压表达式可

27、以看出，略去定子电阻后，发电机的定子磁链矢量与定子电压矢量的相位差正好是90,由同步旋转d-q-0坐标系下的定子电压方程同样可以验证这一点，如果取定子磁链矢量方向为d-q-0坐标系d轴，则定子电压空间矢量正好落在超前d轴90的q轴上，如图（3-16）所不。图（3-16）空间矢量示意图将上一节我们得到的同步旋转d-Q-0坐标系下用于矢量控制的电机模型重写如下（定子绕组按照发电机惯例，转子绕组按照电动机惯例）：定子电压方程：转子电压方程：%=山_（1一6）中”+気缶出%=叽r+（一皿+二0少at定子磁链方程:转子磁链方程:运动方程:Jddt5=叽仏心一伉J=作（0/e-卩血）定子输出功率方程:如图

28、（3-16）所示，如果将d轴恰好选在定子磁链矢量匕上，也即d轴的转速和相位都与乞相同，这样就有中於=中八那么中护=0,乂因为匕感应的电压q超前于I90相位（设i/x=v/sin0O：=?M=0cose=v/siii（e+7r/2）.q超前0.90相位），所以全部落在qat轴上。乂因为上述方程组是在同步旋转坐标系d-Q-0下建立的，所以各量都变成直流量了，所以华二0dt通过以上分析可以得出如下结论R=ug将%=6代入定子输出功率方程，有:(4.2.1)由式421可知，在定子磁链定向下，双馈发电机定子输出有功功率呂、无功功率0分别与定子电流在d、q轴上的分量心成正比，调节iqs、心可分别独立地调节

29、呂、Q，两者实现了解耦控制。因此，常称。为有功分量，N为无功分量。因为对于呂、G的控制是通过交流励磁发电机转子侧的变换器进行的,应该推导转子电流、电压和0、N之间的关系，以便实现对交流励磁发电机有功、无功的独立控制。把中d严中，%=0代入定子磁链方程，整理可得：(4.2.2)式4.2.2建立了转子电流分量与乙、0之间的联系。把式4.2.2中的乙用。表示、。用。表示，然后代入转子磁链方程，整理可得:(4.2.3)再将式4.2.3代入转子电压方程，进一步整理可得:d%=0；+力万）0一力佝一WTOC o 1-5 h z%=（丿；+力）0.+“（Q10乙）岁+力（Q缶ad令=a；+力万山，=-b-，

30、%=。；+力兀，%=心一卩）匕+畑-卩）。则有：（4.2.4）式中，%、”“为实现转子电压、电流解耦控制的解耦项；&%、为消除d、q轴转子电压、电流分量间交义耦合的补偿项。将转子电压分解为解耦项和补偿项后，既简化了控制，乂能保证控制的精度和动态响应的快速性。有了綸、”后,电压量：就可以通过G一坐标变换得到三相坐标系下的转子Uarx-r-1%=Gi一coscp-sin（pCOS（0_乞_）-sin_厂亍）cos（0_乞+）sin乞+3）把这个转子三相电压分量值用作调制波去产生转子侧励磁变换器所需要的指令信号，用于控制逆变主电路晶体管的通断，以产生所需频率、大小、相位的三相交流励磁电压。这样，通过

31、式4.2.14.2.4就可以建立定子电流有功分量0、无功分量N与其它物理量之间的关系，以上四个关系式构成了定子磁链定向下双馈发电机的矢量控制方程。根据上面得出的矢量控制方程可以设计出双馈风力发电系统在定子磁链定向下的矢量控制系统框图，如图（3-17）所示。可见，系统釆用双闭环结构，外层为功率控制环，内环为电流控制环。在功率闭环中，有功指令戸由风力机特性根据风力机最佳转速给出，无功指令，根据电网需求设定：反馈功率人、g则是通过对发电机定子侧输出电压、电流的检测再经过坐标- - - -变换后按式4.2.1计算求得；有功、无功指令与反馈值相比较、经过PI型功率调节器运算，分别输出发电机定子电流有功分

32、量指令心及无功分量指令心，按照式4.2.2计算得到转子电流参考分量心和心；它们与转子电流反馈值乙和乙相比较、经PI调节后，可输出转子电压解耦项少、，再加上转子电压补偿项”、就可以获得转子电压指令值；、/；（式4.2.4）。经过矢量坐标变换后，最终可获得双PWM交流变频电源所需的三相电压控制指令;八“;八图（3-17）定子磁链定向矢量控制系统既然是以定子磁链定向的矢量控制系统，必然涉及到定子磁链观测的问题，也就是检测定子磁链的幅值和相位。实际上，图4.3所示的矢量控制系统采用的是一种简化的方法來计算定子磁链：在本文论述的交流励磁变速恒频风力发电系统中，采用的是定子磁链定向的矢量控制方法。前面己经

33、分析过，在取定子磁链定向后，若忽略定子电阻，则定子电压矢量和定子磁链矢量之间相位相差90，幅值相差一个同步速马的倍数。因此我们可以用一种简单的方法來计算定子磁链，如图（3-17）所示。这种方法中定子电压矢量和定子磁链矢量之间相位相差90是在忽略了定子电阻之后得出的，会有一定的误差，但是误差较小。这种方法也与定子磁链定向的矢量控制策略相一致。需要指出的是，图3-18和图3-19中的“K/P变换”指的是直角坐标系和极坐标系之间的变换，K/P变换表达式为：7=+“J0“=arctan如图3-19所示。当-时，tane“Ts,变换器难以实现,因为:tanh21+cose”因此，常用式子e”=2arct

34、an一来计算0r/U,+%本章小结本章首先介绍了双馈发电机的基本工作原理，等效电路，时空矢量图，接着从数学定量的角度推导了双馈发电机在三相静止坐标系下的数学模型，然后从控制的角度出发运用坐标变换技术对三相静止坐标系下的双馈电机模型进行了化简，得出了有利于控制系统设计的同步旋转d-q-0坐标系下的双馈发电机的数学模型，进而运用基于定子磁场定向的矢量控制方法进一步化简了数学模型，从而设计出内环为电流环，外环为电压环，有功、无功对立解耦的双闭环控制系统。第三部分：双馈风力发电机励磁电源上一章我们讲了双馈风力发电机的定子磁链定向的矢量控制策略，只是从电机的角度进行控制的，但是真正实现励磁功能的是在图(

35、)右上角的双向四象限变频器。本章我们将着重介绍这一双馈电机励磁电源的组成和工作原理。变速恒频双馈异步风力发电机的控制是通过对转子交流励磁用变换器的控制实现的，从电力电子技术角度看，有不少可实现频率变换的变换电路可用，但必须满足变速恒频双馈风力发电的特殊要求，故其选型至关重要。变速恒频双馈风力发电机对交流励磁电源有如下要求：为了追踪最大风能并最大限度地减少励磁变换器的容量，发电机需要在同步速上、下运行，要求变换器具有能量双向流动的能力。发电机的转子与定子之间存在电磁耦合，转子侧的谐波电流会在定子侧感应出相应的谐波电势。为确保定子侧所发出的电能的质量，要求励磁变换器要有优良的输出特性。随着风力发电

36、机组单机容量的增大，励磁变换器的容量也在增大，为了防止变换器作为电网的非线性负载对电网产生谐波污染和引起无功问题，要求变频器的输入特性好，即输入电流的谐波少，功率因数高。目前变速恒频双馈风电机组的单机容量己达到儿个MW,尽管双馈发电机釆用转子交流励磁只需要转差功率大小的容量，但大容量的风电机组的变换器容量仍可达到MW级，故励磁装置属于大容量的半导件变流装置。随着风电技术的发展，风电在电网中所占比例越來越大，电网对风电机组在电网故障下的不间断运行能力提出了要求。因而不仅要求交流励磁电源具有一定的对电网故障的适应能力，而且还应具有对DFIG的有效的控制能力。釆用当前电力电子技术构造可满足交流励磁要

37、求的变换器主要两电平电压型双PWM变换器、交一直一交电压源、电流源并联型变换器、晶闸管相控交一交直接变换器、矩阵式变换器以及多电平变换器这五种。限于篇幅的原因我们就不展开讲这五种变换器的原理及其优缺点了，而是直接选择目前商品化的变速恒频双馈风力发电机组中，主要采用的两电平电压型双PW变换器励磁电源作为对象进行重点讲解。两电平电压型双PWM变换器两电平电压型双PW变换器(为了方便，在不引起误会的情况下简称为电压型双PWM变换器)是由两个完全相同的两电平电压型三相PWM变换器通过直流母线连接而成，女口图(51)所示，其英文夕1称为Back-to-BackPWMConverter：由于在变速恒频交流

38、励磁双馈风力发电系统的运行过程中，两个PWM变换器的工作状态经常变换，通常不再以它们工作于整流或逆变的状态来区分它们，而是按照它们的位置分别称之为网侧PWM变换器和转子侧PWM变换器，如图(5-2)所示。很多文献讨论了这种双PW变换器在变速恒频风力发电系统中的应用。图（5.1）采用交流励磁的双馈型发电机风力发电系统网侧和转子侧变换器的具体拓扑结构如图（）所示网侧PWM变换器转子PWM侧变换器在具体的运行控制过程中，这两个PWM变换器各司其职。其中，网侧变换器的任务主要有两个，一是保证其良好的输入特性，即输入电流的波形接近正弦，谐波含量少，功率因数符合要求，理论上网侧PWM变换器可获得任意可调的

39、功率因数，这就为整个系统的功率因数的控制提供了另一个途径；二是保证直流母线电压的稳定，直流母线电压的稳定是两个PWM变换器正常工作的前提，是通过对输入电流的有效控制來实现的。转子侧变换器的作用是也主要分两个方面，一是给DFIG的转子提供励磁分量的电流，从而可以调节DFIG定子侧所发出的无功功率；二是通过控制DFIG转子转矩分量的电流控制DFIG的转速或控制DFIG定子侧所发出的有功功率，从而使DFIG运行在风力机的最佳功率曲线上，实现最大风能追踪（捕获）运行。优势：两电平电压型双PWM变换器用作变速恒频双馈风力发电用交流励磁电源有如下的优势：三相电压型PWM变换器是三相变换器中最常用的一种，因

40、此，关于它的研- #- - #-究是最充分的，控制技术是最成熟的，相关的文献和可利用的资料最多。许多功率器件的生产商专门针对这种结构的变换器设计了功率模块，并己大批量生产。因此，与需要特殊设计的功率器件的其它形式的变换器相比较，功率器件的成本会节省很多。其主电路简单，性能可靠，有现成的控制方案可供借鉴，硬件、软件的开发周期短。在这种交一直一交的结构中，两个变换器之间的直流母线电容使两个变换器实现了解耦，这使得两个变换器可以独立地分开控制而不会相互干扰。如果电网侧出现轻度故障时，可以通过有效地控制网侧PWM变换器保持直流母线电压不变，这样不至于影响转子侧变换器的控制，反之，DFIG转子出现不正常

41、运行的情况，只需要通过对转子侧的有效控制即可，对网侧PWM变换器而言只是相当于一个负载扰动。这种结构使得这种变换器自身具有对电网故障有较强的适应能力。由于这种变换器的网侧变换器釆用的是Boost升压电路，所以从理论上讲，只要选取合适的电路参数，直流母线电压可以达到很大，但实际上往往根据器件的容量、耐压、DFIG运行要求及整个系统的损耗等因素综合决定直流母线电压的大小。若釆用SVPWM,在没有过调制的情况下，转子侧变换器的直流母线电压利用率就可达到1。所以电压型双PWM变换器的电压传输比高，对转子侧输出电压的控制能力强，这是DFIG在电网故障下不间断运行所希望的。不足：与理想的变速恒频双馈风力发

42、电用交流励磁电源相比较，两电平电压型双PW变换器还有如下的不足：大容量直流母线电容的存在是双PWM变换器的一个很大的不足。直流母线电容体积庞大，由于会随时间的增长而容值减少，降低了整个系统的使用寿命。运行时的开关损耗比较大，无论是网侧变换器还是转子侧变换器，同一桥臂的上下两个功率器件之间的换流都是通过器件的硬开关实现的。而且因为双PW变换器包括两个PW变换器，运行时的开关损耗就很可观。对于网侧PWM变换器而言，为了不使高频的谐波电流污染电网，通常要在与电网联接处附加EMI滤波器。为了防止对于电机绕组绝缘产生过高的应力问题，需要在转子侧变换器的输出端增加一个用于限制输出电压变化率的滤波器。两电平

43、电压型双PWM变换器的功率器件IGBTIGBT(Insulated-GateBipolarTransistor)中文名叫绝缘栅双极晶体管，它是一种全控型电力电子器件。它将MOSFET器件门极驱动功率小、控制电路简单和EJT器件电流大、电压高等优点集成为一体，是近年來发展最快并且有广泛应用前景的功率器件。而且其门极为高输入阻抗型电压驱动控制，只要在门极上施加电压就可以保证器件的导通，因此其门控功率很小。如图（5.3）所示即为IGBT的电气符号的功率器件。而且其门极为高输入阻抗型电压驱动控制，只要在门极上施加电压就可以保证器件的导通，因此其门控功率很小。如图（5.3）所示即为IGBT的电气符号-

44、- - #-E图（5.3）IGBT的电气符号IGBT的工作特性，图中G为栅极，C为集电极，E为发射极，在C极和E极之间承受正向电压的前提下，其通断受栅极G和发射极E间电压q茁的控制，当%U己閒（开启电压）时，IGBT导通，电流从集电极流向发射极。当栅极与发射极间施加反向电压或不加信号时，IGBT器件关断。在+25C时，匕近“）的值一般为26V,其工作频率一般在1030kHZ之间。此外，为满足实际电路的需要，IGBT往往与反并联的快速二极管封装在一起，成为逆导器件，所谓逆导器件就是正向导通、关断可以控制而反向可以导电，但不可控制。如图（5.4）所示C+9E图（5.4）IGBT与二极管反并联组成的

45、逆导器件上面我们介绍的只是基本的IGET器件，但在实际的商品化应用中IGBT器件往往是以功率模块（POWERMODULE）的形式出现的。下面介绍的智能功率模块（IntelligentPowerModuleIPM）由高速、低功率的IGBT芯片和优选的门级驱动及保护电路构成，如图（5.4）所示。其中，IGBT是GTR和MOSFET的复合，由MOSFET驱动GTR,因而IGBT具有两者的优点。IPM根据内部功率电路配置的不同可分为四类：H型（内部封装一个IGBT）、D型（内部封装两个IGBT）、C型（内部封装六个IGBT）和R型（内部封装七个IGBT）。- - #- #-小功率的IPM使用多层环氧绝

46、缘系统，中大功率的IPH使用陶瓷绝缘。5*-d_n_-ApeUTOUTRfc)=1!*OHUuL-GTOCXHrDFOIHVtcIEUP-goocxnWvocOUT- #- #- #- #- #- #-夫单元IPI原理图六单元IP、I封装- #- #- #- #- #- #-图5.5六单元IPM示意图4.1.1.2IPM内部功能机制IPM的功能框图如图5.5所示。IPM内置驱动和保护电路，隔离接口电路需用户自己设计。IPM内置的驱动和保护电路使系统硬件电路简单、可靠，缩短了系统开发时间，也提高了故障下的自保护能力。与普通的IGBT模块相比，IPM在系统性能及可靠性方面都有进一步的提高。隔离电路

47、由用户提供1PM智能模块- #- #- #- #- #- #-图5.6IPM的功能框图保护电路可以实现控制电压欠压保护、过热保护、过流保护和短路保护。如- - - #-果IPM模块中有一种保护电路动作，IGBT栅极驱动单元就会关断门极电流并输出一个故障信号(F0)。图5.7IPM的保护功能各种保护功能具体如下：控制电压欠压保护(UV)：IPM使用单一的+15V供电，若供电电压低于1.5V,且时间超过toff二10ms,发生欠压保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。如果毛刺干扰时间小于规定的Td(UV)则不会出现保护动作。过温保护(0T):在靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装了一个温度传感器,当I

48、PM温度传感器测出其基板的温度超过温度值时，发生过温保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号，直到温度恢复正常(应避免反复动作)。过流保护(0C)：若流过IGBT的电流值超过过流动作电流，且时间超过toff,则发生过流保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。为避免发生过大的di/dt,大多数IPM釆用两级关断模式。超过0C数值但时间小于toff(oc)的电流并无大碍，故IPM不于理睬。当检测出过电流时，IGBT会被有效的软关断。短路保护(SC)：若负载发生短路或控制系统故障导致短路，流过IGBT的电流值超过短路动作电流，则立刻发生短路保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。跟过流保护一样，为避免发生过

49、大的di/dt,大多数IPM釆用两级关断模式。为缩短过流保护的电流检测和故障动作间的响应时间，IPM内部使用实时电流控制电路(RTC),使响应时间小于100ns,从而有效抑制了电流和功率峰值，提高了保护效果。当IPM发生UV、OC、OT、SC中任一故障时，其故障输出信号持续时间tFO为1.8ms(SC持续时间会长一些)，此时间内IPM会封锁门极驱动，关断IPM；故障输出信号持续时间结束后，IPM内部自动复位，门极驱动通道开放。可以看出，器件自身产生的故障信号是非保持性的，如果tFO结束后故障源仍旧没有排除，IPM就会重复自动保护的过程，反复动作。过流、短路、过热保护动作都是非常恶劣的运行状况，

50、应避免其反复动作，因此仅靠IPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护。要使系统真正安全、可靠运行，需要辅助的外围保护电路。PWM控制技术PW(PulseWidthModulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，來等效地获得所需要波形(含波形和幅值)。PWM控制的基本原理在釆样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。这个原理就称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。根据这一思想我们考虑的就是如何用一系列等

51、幅不等宽的脉冲來代替一个正弦半波图(5.8)b所示的脉冲序列就是PWM波形，从图中可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形,也称为SPWM(SinusoidalPW)波形。图(5.8)用PWM波代替正弦半波PWM波产生的方法有两种，一种是计算法，一种就是调制法，计算法比较繁琐,实际应用中用的较少，调制法是与计算法相对应的，它是把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常釆用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。因为等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系

52、且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。下面介绍调制法的儿个术语：（1）开关频率/为三角波沧的频率，它决定了变频器中的开关动作频率,/也称为载波频率。（2）基频人，控制信号匕的频率久决定了输出电压的基波频率，久也称为调制频率。（3）幅值调制率,弘定义为式中2和乙，分别为控制信号和三角波载波的峰值，乙，通常保持为常量。（4）频率调制率，少定义为频率调制率乂称为载波比。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方

53、式可分为异步调制和同步调制两种。载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。在异步调制方式中，通常保持载波频率/固定不变，因而当信号波频率人变化时，频率调制率少是变化的，这种调制方式应用在载波频率很高的场合比较合适。同步调制，频率调制率等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步的方式称为同步调制。在三相PWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波，且取少为3的整数倍，以使三相输出波形严格对称。同时为使一相的PWM波正负半周镜对称，少应取奇数。当7/z21时，可以采用非同步PWM控制，逆变器输出电压中分数次谐波的幅值随着刃/的增大而减小。网侧PWM变换器及其控制网侧变换器的主要功能是实现交流

54、侧单位功率因数控制和在各种状态下保持直流环节电压稳定，确保转子侧变换器乃至整个双馈电机励磁系统可靠工作。下面介绍网侧变换器的工作原理。如图（5.9）所示为三相电压型PWM变换器拓- - #- #-扑图- #- #- #-图（5.9）三相电压型PWM整流桥及逆变桥拓扑结构先看左侧的整流桥部分取A相等值电路- #- #- #- #- #- #-根据基尔霍夫电压定律写出其方程乙=乙,。）+厶（忆+购厶）(5.1)- - - #-通过开关器件的开通、关断可以控制乙&）的大小、相位，从而可以得到两种不同的稳态运行相量图。整流状态如图（5.11）所示：图（5.11）整流状态的相量图整流状态时相量图的特点：

55、（1）电源电压相量超前于其输出电流相量一个锐角,即必超前于厶一个锐角，这说明整流器从电网侧吸收功率。（2）电源电压相量必超前于网侧变换器的输入电压一个锐角3。逆变状态如下图（5.12）所示；逆变状态时相量图的特点:（1）电网电压相量乙超前于其输出电流相量厶一个钝角，这说明整流器从电网吸收的有功功率是个负值，也即实际上是网侧变流器向电网输出有功功率。（2）电网电压相量乙滞后于网侧变换器的输入电压。）一个锐角5PWM整流器的数学模型前面只是分析了整流器的两种工作状态，为了获得有效的控制算法，关键是要建立准确的整流器的数学模型，对逆变器只需釆用常规的PWM控制技术即可。下面将着重推导整流器的数学模型

56、。三相电压型PWM整流器的拓扑结构如图（）所示。PWM整流器的数学模型可以从低频角度或者高频角度建立。低频模型主要考虑调制周期内的平均值控制，是基于状态空间平均意义上的模型，忽略了与开关频率相关的高次谐波，因而不能反映整流器的高频工作机理。高频数学模型则是基于整流器开关函数的定义，充分反映了整流器的开关细节和高频工作机理，是PWM整流器的精确数学模型。ABC坐标系下整流器三相系统的数学模型为了方便，引入开关函数的概念。假设SQ=a、b为第i相的开关函数，贝IJ可以将表示成如下的形式，=/1该桥臂上管导通莎=0该桥臂下管导通在图（5.9）中根据各量的瞬时值可得微分方程：(5.2)厶备匕厂RJSd

57、t厶葺其中：厶：网侧变换器交流侧电感交流侧电阻- #- - #-乙、乙、乙为电网三相电压-、Q、J为三相交流电流、S、,o）为整流桥三相交流侧对交流电源中点的电压注意：此处的电压、电流量均为瞬时值。乙g0）/“,）+乙,0）“匕0）=乙+匕）/r,0）-条r,）+乙,0）(5.3)式中为直流侧负极性端与三相电源中点之间的电压%、乙肋、么）为整流桥三相交流侧对直流侧负极性端的电压，并且满足下式:%=Sh仏=必3=SXc(5.4)式中乙为直流侧电压，由于三相对称，所以有=0乙,o）+匕0）+(5.5)将式（5.4）、（5.5）代入（5.3）中,可以解出么。）3对于图（5.9）中的P节点，有如下方程

58、组=#dc方=了(仏+轨+仏)-了瓦将该式写成矩阵形式:设变换器经过变换后交流侧的输出电压为乙=必Sq%这样式(5.15)可以写成- - #- -(5.16)厶葺一R小叫严讥厶务-必-吨+耳-乙d%少严1.此式表明d、q轴电流除受控制量乙、乙的影响之外，还受到电流交义耦合项L）q、-厶乙和电网电压你、乙的影响，需要寻找一种能解除d、q轴间电流(5.17)(5.18)耦合和消除电网电压扰动的控制方法。令必=-乙+泌石+乙乙一乙一0厶厶+匚则（5.16）式可变为厶鱼+心=乙dia力八rq这样一来引入电流状态反馈机為、叫：实现解耦，同时引入电网电压乙、进行前馈补偿，从而实现了d、q轴电流对立控制，系

59、统的动态性能得到了提高。为了简化控制算法，我们这次釆用的是电网电压矢量定向的方法，即将同步速坐标系的d轴定在电网电压矢量Us上，这样电网电压的d、q轴分量为乙=0式中你为相电压的幅值。330,ThenA二1,ElseA二IF:矶-仏ThenB=1,ElseB=IF:5-仏o,ThenC=1,ElseC=贝lj扇区：SectorNum=A+2B+4C计算扇区的有效电压空间矢量和零矢量的作用时间Tx、Ty和TO引入三个中间变量X,Y和Z：%对于不同的扇区，Tx、Ty按表5.1取值扇区123456TxzY-z-XX-YTyY-xX2-Y_z表5.1Tx、Ty取值表进行饱和判断：IF:Tx+TyTp对

60、，THEN:Txsat=TxTpto/(Tx+Ty):Tysat二TyTpWM/(Tx+Ty)；Tx=Txsat计算零电压矢量作用时间:Tq=TpwMTx_T$比较时间分配石=乙+石./2在不同的扇区内按表5.2将TL、TM和TH分别赋给CMPR1、CMPR2和CMPR3三个比较器。0区号比较123456CMPR1TMTLTLTHTHTMCMPR2TLTHTMTMTLTHCMPR3THTMTHTLTMTL表(5.2)比较器的赋值表网侧变换器中电网侧三相电感的设计在网侧变换器系统设计中，其交流侧电感的设计至关重要。这是因为网侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态响应，而且还制约着输出功率、功率因