发射信号调制精度EVM指标分析

1、发射机信号调制精度EVM指标分析1信号调制精度介绍调制精度是无线通信发射机的关键参数z。调制精度由调制误差向最所代表，调制误差矢最是实际符号与理想符号在调制质最星座图上位差的偏差值。这通过一个例子可以很好的解释。在CDMA反向链路中，为了考虑功率有效性和频谱有效性，偏移QPSK调制用J：PN传输码。QPSK调制射频信号可以由同和和正交信号组成，如卜：S(f)=6TZ(/)COS(697)-tz(?(/)sin(69r/)(5-3-1)其中(f)和(f)为同相和正交信号的幅度，可以分别表示如卜：&=8臥工1戲-灯,)(5-3-2)k=8卜V2A工Qg(f-kTc-Tc!i)(5-3-3)R=-o

2、上面的式子中，A是调制信号的振幅，厶和为1和0的卩码序列，其数值为1或者-1。7；.是PN码的一个传输周期，g(f)是脉冲成型滤波器的时域响应函数，在脉冲成型Z前g(f)是一个矩形脉冲函数，g(f卜gf),如下:1,0Z7；.0.otherwise(5-3-4)为了简化分析，一般使用矩形脉冲函数。将(5-3-2)带入(5-3-4),00S(f)=力工cos血./+如一紅.)(5-3-5)&=-o这里如-紅.)定义如下:L讥)汕TQ/J(A+i/2)rr+iX=处，心心+1/2忙厂如，(R+1/2)TG(R+1)7；0（/-紅.）=如-或者如的真值表如表1。调制信号的星座图如图2所示。(b)表1

3、ChannelI利IQsequencemappingtophaseshiftDataPNSequenceMappingPNSequencePliaseShift%竝-or%0011才/410113龙/4111J-3才/4011J一龙/4【却1.（a）IdealQPSKmodulationconstellation（b）correspondingdistortedmodulationconstellation使用离散的时间变最，时间间隔为Tc/2（半个码片周期），而不使用连续的时间变量。考虑式（5-3-1）,（5-3-5）和（5-3-6）,从式（5-3-2）和（5-3-3）中可以得到，当t=kT

4、J2时，基带I/Q调制信号为：伙J=4cos0（kJ（5-3-7）%(代)=4sin0(Rj(5-3-8)代表时间常数kT2，调制角度0(人)由式(5-3-6)所决定，并且映射关系如表1。调制以欠鼠形式表示如卜：粼卜石(灯-丿石()=Aexp0(Rj(5-3-9)当调制到RF载波信号上时，因为L0信号的近端相位噪声，调制一般会出现失真。当调制的RF信号通过窄带滤波器，由J窄带滤波器的带内纹波和群时延失真，调制精度会进一步恶化。失真恶化后的调制欠鼠才(匕)可表示如卜:a(/)=d(/)+(/)(5-3-10)2()代表残余误差欠量。失真后调制欠彊的星座图见图1(b)O在无线通信系统中，调制精度由

5、误差欠届幅度EVM所表示，它定义为实际信号和理想信号的均方根误差与理想信号的平均功率Z比。EVM的计算公式如F：EVM=(5-3-11)式(531)中，E代表平均期望。在CDMA系统中，波形系数。取代EVM來表示调制精度。波形系数被用來定义实际波形z(/)与理想波形间的相关系数，可以表示如卜：(5-3-12)工RZ：p=工圈2刃乙*=1*=1当理想信号与误差信号的互相关性可以忽略时，p和EVM的相互关系可以近似表示为:1i+EVM1(5-3-13a)P=(5-3-13b)在卜面章节，我们将讨论影响调制精度EVM恶化的因素。从卜面子章节中推导出的结论尽管是从发射机中分析出來的，但人部分同样可以用

6、接收链路调制精度的评估。2码间干扰对EVM的影响调制的射频冲频信号通过一个非理想化的滤波器时，其调制精度会恶化。这个原因如卜：调制信号通常由符号组成，通过滤波后，由滤波器的群时延失真和幅度响应波动原因,符号的波形系数也将失真，这样将在邻近的符号或者其他符号上产生干扰。这种干扰被称作符号间干扰(ISI)或者码间干扰(ICI)。当调制信号通过非理想滤波器，特别是滤波器的带宽接近与调制频谱的带宽时，ISI或者ICI是调制精度恶化的根本原因。其实，在开始产生传输信号时，ISI或者ICI已经建立。为了得到传输信号的更高频谱效率，最初的矩形符号或者码片波形需要再次成形，这叫做脉冲成形。脉冲成型处理可以用数

7、学公式表示如卜如果矩形符号或者码片是Qg(f),脉冲成形滤波器的脉冲响应函数为饥血)，那么成形Z后的符号或者码片波形aTXideal(t)可以表示如卜：%嗣)=)*arec,(t)5-3-14)这里表示卷积。现在刈J：使用脉冲成形滤波器的无线通信系统中，符号或者码片波形aTX可能引起対邻近或者其他符号或者码片造成干扰。比如，根升余弦RRC滤波器和修改后的根升余弦RRC滤波器具有脉冲系数，它们在WCDMA和CDMA移动基站发射机中作为成形滤波器使用。这种滤波器会对成形后的符号或者码片造成ISI或者ICI。然|何在无线系统中，具有冲击响应hpsJr)的互补滤波器通常用响应的接收机侧，用补偿相位和幅

8、度的失真，因而能够消除或者减小发射机中脉冲成形造成ISI或者ICI。在响应接收机中，理想的符号或者码片波形如卜：aRxideal(/)=紅0)*hpSc(0*%(0(5-3-15)例如：具有滚降系数=0.22的根升余弦滤波器应用J-WCDMA移动基站发射机中作为脉冲成形滤波器，并且同样的滤波器用响应接收机中作为互补滤波器。这两个根升余弦滤波器级联形成一个升余弦冲击响应。接收机中理想的码片波形序列可以表示如卜：-紅)=丈0-紅)*%心-紅)k=yk=v(5-3-16)由升余弦滤波器成形后的符号或码波形系数不对邻近或者其他符号或者码波形造成干扰，如图2所示。因此我们在分析和计算传输调制精度时可以不

9、考虑脉冲成形滤波器对调制精度的恶化因素。另一方而，移动皋站发射机调制精度一般是基实际传输波形和理想波形Z间的差异而定义的，理想波形是由(53邛4)中符号或码波形。很明显，在理想传输波形中符号或码的ISI或ICI对调制精度的恶化没有贡献，因为理想传输波形是测试发射机中调制精度的参考波形。NormalizedTime(t/Tc)图2.Chiporsymbolwaveformsshapedbyaraisedcoanefilterhavingnomteiferencefromadpeentandotherwaveforms在发射通道中，脉冲成形滤波器以外的滤波器也可能导致调制精度的恶化，尤其是如信道滤

10、波器，其带宽接近传输带宽的带通滤波器。假定滤波器的冲击响应函数为,则成形后符号或码波形aTxideal(t)通过滤波器后，将变成：aTx(f)=%斤(/)*aTxideal(t)(5-3-17)相应的EVM可由脉冲响应函数表示为:(5-3-18)EVM=在式(5-3-18)右侧的平方根分子是符号或者码的ISIs或ICIs,它是邻近或者其他符号或码的贡献。式(5318)的平方根可以由卜面的公式获得:(5-3-19)b+0/0+Sf%(単这里k等于1、2、3,2刃是采样脉冲持续时间。利用(5-3-19),式(538)可以重写成：EW%彳汕二(k)5-3-20)在当前的无线移动基站发射机设计中，没有

11、通道滤波器用J：发射机的IF模块。一些低通滤波器用J：发射机的I/Q模拟基带信道中，用抑制相邻信道的发射功率，但是这些低通滤波器的带宽通常比信道滤波器宽很多，因此它们对调制精度影响很小。低通滤波器刈EVM的影响人约只占5%或者更少。除此Z外，如果必要，预失真技术可以用來减小由J：低通滤波器的相位和幅度失真对调制精度的影响。然仏信道滤波器是用移动基站接收机中的。举例：对一个用滚降系数a=0.5的升余弦滤波器符号成形的禎4QPSK调制信号，通过信道滤波器后，前面和连续符号的符号间干扰分别由0增加到0.075和0.066。根据这些数据并利用式(5-3-20),可以人约估计滤波后的信号调制精度为：EV

12、MISI=V0.0752+0.0662=9.98%接收信号的调制精度的恶化将引起解调基带信号的信噪比的恶化。3频率合成器近端相噪对EVM的影响影响调制精度恶化的另外一个主要贡献是VHF/UHF频率合成器的近端相位噪声，VHF/UHF频率合成器在发射机中用作调制器的本地振荡器和上边器mixer的本振信号。相位噪声对EVM的影响可以通过卜而来评估。假定在式(5-3-10)中，矢最误差是由频率合成器的相位噪声血(f)引起，则恶化的信号可表示为：万(A粼)+貢)=亦)血(f)(5-3-21)是矢屋误差的幅度为:阿啟)“叶=阿)(冲)=阿jcos血(/)一1+jsill血(/)=亦讣os0+sin2Zl

13、(r)=40“(f)/2f=0；(f)(5-3-22)曰为归一化幅度。的概率平均是相位噪声的自相关函数，自相关函数与功率谱密度有如卜的相互关系:17；Inn$一人(5-3-23)-oo基J;EVM的定义，由式（53“），我们可以根据频率合成器的相位噪声得出EVM表达式:EVM卄=jjT(5-3-24)-co通常发射机的频率合成器的环路带宽内的相位噪声为6080dBc/Hz。在频率合成器的环路带宽为合理宽的情况F,可以近似由下而的公式來计算评估:P沁汚2lkBW.M斶(5-3-25)这里竹心是频率合成器环路带宽内的平均和位噪声，单位dBc/Hz.叭祇如是频率合成器的环路带宽，单位为Hz。将式（5

14、325）带入式（5324）,可得:Iphusc(5-3-26)E叫哄=応二胡210寸则圖如当多个频率合成器被使用时，EVM的计算公式为:E叫心=(5-3-27)举例：假设，在一个CDMA发射机中使用两次上变频将基带信号转化为射频信号，VHF和UHF频段的频率合成器的近端相位噪声在1.23MHz内积分分别为26dBc和28dBc,是在/_26_28=vio+io=6.4%这种情况匚由相位噪声的影响，EVM为:EVMNphaw=NphaseVHF+NphaseUHF由J低通滤波器的影响对EVM的贡献为5%,则EVM总和为:EVMr=JfVM二+EVM；ge=70.052+0.0642=&1%根据式

15、（533a）,相应的波形系数。为:该EVM指标可以得到一定改善，因为在上面计算中的积分相位噪声比较高，每个频率合成器的积分相位噪声至少可以改善2dB以上。4载波泄露对调制精度的恶化基带I和Q信道中直流偏置将引起载波泄露，从而导致传输信号调制精度的恶化。这可以用下面一个简单的例子解释引起调制精度恶化的原因。假设在基带I和Q信道中直流偏置分别为，基带信号（“和他在I和Q信道中分别为：(/)=/(f)COS0(/)+2&(5-3-28)4(f)=0(f)cos如)(5-3-29)其中儿）和0（”是I和Q基带信号的幅度，如）是I和Q慕带信号的相应相位。调制器输出是由I和Q正交基带信号调制到IF或者RF

16、载波上，其可以表示为:(5-3-30)Ax(f)=(/)cosCDct一dQ(/)cosCOct=4(f)cos血+凶)+旅COS(M+&)这里为载波的角频率J=2减,4（f）可以由/（/）和0（/）得到，如2A(/)=加)+如)(5-3-31)凶）代表着相位调制,其等于:/和。分别代表I和Q信道中总的直流偏置鼠和相移杲，如2(5-3-33)O=(Qdc/Mdc)(5-3-34)式(5-3-30)右边就是载波泄露，也被称作为earnerfeedthrough(CFT)。在此定义载波泄露功率与期望的信号传输功率之比为载波抑制比单位为dE,如卜:PVCs=101og-=201ogC如(5-3-35

17、)PtxTxnns显而易见，载波泄露的均方根电压等J：Vcft曲=丄近(5-3-36)然而，对J：AM调制方式的RF信号，其平均信号功率的均方根电压可以根据期望的信号峰值幅度4皿、以及其峰均比(PAR)计算得到，如卜：20】og珞xW3$5=10(5-3-37)举例：CDMAIS-95的峰均比人约为3.9dB,基带I和Q信号的峰值=2=1.0V,J-是我们可以计算得到其均方根值电压为：201og(0.SxV2)-3.9-3%厂10飞“32U基带I和Q信道的直流偏置引起earnerfeedthrough,但这不是引起该问题的根本原因。因为调制器和上变频器的LO端II和RMF端IIZ间的隔离度一般

18、人约只有-30dBc,从而导致调制器和上变频器也可以引起载波泄露。而不论载波泄露是由什么原因引起，载波泄露均会导致传输信号的调制精度的恶化，相应的EVMctt可以通过总的载波抑制比C$计算得到，如卜:EVMcn.(5-3-38)IsZ=Vio10=io10Va=icy是第k个影响载波泄露相対总的载波泄露的载波抑制比，n为影响因素的数最。比如，I/Q直流偏置引起的载波抑制比cjg，调制器和上变频器的LO和RMF端II间隔离度引起的载波抑制比为七収,那么由J：载波泄露引起的调制恶化，EVM指标为:I7EVMC,T=10+10市=J(l995+l585)xl(T=5.98%另一方面，基J：EVM指标

19、预算上，我们可以对因为I和Q信道直流偏置和上变频器的LO与IF/RF端11隔离度所引起的载波泄露电平进行分配。从分配到的直流偏置和隔离度引起的载波泄露电平,我们可以从式(5-3-35).(5-3-36)和(5-3-33)确定所允许的I/Q信道直流偏置，但是L0与GRP间隔离度的最小耍求可以通过将式(5-3-33)的分母用LO信号功率或者均方根电压替代后计算得到。比如：如果因为直流偏置引起载波泄露从而导致调制精度恶化，其指标要求EVMcrr/2x0.014xl000=19.8mV实际上，在每个I/Q信道中最大所能允许的直流偏置大约为14.0mVa5引起调制精度恶化的其他因素影响传输调制精度的其他

20、因素有：I/Q基带信号的幅度和相位失真、功率放人器的非线性、反射引起的LO信号的再调制以及低输出功率的信道内相位噪卢。这些因素不是调制精度恶化的主耍贡献，但是在某些情形卜，比如低输出功率，它们中的某些因素将决定调制精度的性能。5.1I/Q不平衡导致调制精度恶化I和Q基带信号间的幅度和相位不平衡将产生的镜像信号，镜像信号具有与有用传输信号相同的载波和频谱带宽。假定由I和Q信道和正交调制器引起的总归一化幅度不平衡为1,1+5)：I和Q信道信号的相位不平衡偏离90度度，相对而言正交调制器引起的和位误差O比较小，J：是传输信号将包含不希望有的镜像产物，传输信号表示如卜：fTxmM)Jl+2(l+“co

21、s(+e+(l+bos叫+血)+切1(5-3-39)+A(f)卜加+)cosf一B+(1+迂ms固_如)+切式(5-3-39)中右边第二项是不期望的镜像产物，其具有与有用信号镜像频谱和和同的带宽。镜像抑制度IMG、定义为镜像产物功率与有用传输信号功率之比，其通常用対数形式表图3.linageresponsesversusamplitudeandphaseimbalances10210(5-3-40)由J：镜像产物引起的EVM为:1Q(5-3-41)通过适当的调谐可以很容易得到30dEc的抑制度,当镜像抑制度IMG、=-30dBc,则EVM叭约等丁:一3076=EV%3.2%图3.linager

22、esponsesversusamplitudeandphaseimbalances10210图3.linageresponsesversusamplitudeandphaseimbalances10210通常，镜像产物不会过多的恶化调制棘度。如IMG,=-30dBc,而且相位不平衡主要由I和Q信道引起，也就是说，利用IR=IMG从卜图3我们可以评估容许的幅度和相位不平衡为0.3dE和1度。10(dp)ouercqul-Dpn七一dEVImageResponse10-110210-3W110PhaseImbalanee(Degree)5.2非线性对EVM的影响对比如CDMA、WCDMA、TDMA和EDGE等幅度调制的传输信号,