数字功放制作报告(D类功放)

1、D类功率放大器设计报告指导老师：王全州制作者：张满归制作时间：2010-8-161引言一般认为，功率放大器根据其工作状态可分为5类。即A类、AB类、B类、C类和D类。在音频功放领域中，C类功放是用于发射电路中，不能直接采用模拟信号输入，其余4种均可直接采用模拟音频信号输入，放大后将此信号用以推动扬声器发声。其中D类功放比较特殊，它只有两种状态，即通、断。因此，它不能直接放大模拟音频信号，而需要把模拟信号经脉宽调制变换后再放大。外行曾把此种具有开关方式的放大，称为数字放大器，事实上，这种放大器还不是真正意义的数字放大器，它仅仅使用PWM调制，即用采样器的脉宽来模拟信号幅度。这种放大器没有量化和P

2、CM编码，信号是不可恢复的。传统D类的PWM调制，信号精度完全依赖于脉宽精度，大功率下的脉宽精度远远不能满足要求。因此必须研究真正意义的数字功放，即全（纯）数字功率放大TO方器。数字功放是新一代高保真的功放系统，它将数字信号进行功率转换后，通过滤波器直接转换为音频信号，没有任何模拟放大的功率转换过程。CD唱机（或DVD机）、DAT（数字录音机）、PCM（脉冲编码调制录音机）都可作为数字音源，用光纤和同轴电缆口直接输出到数字功放。此外，数字功放也具备模拟音频输入接口，可适应现有模拟音源。国外对数字音频功率放大器领域进行了二三十年的研究。在20世纪60年代中期，日本研制出8bit的数字音频功率放大

3、器；1983年，国外提出了D类（数字）PWM功率放大器的基本结构。但是这些功放仅能实现低位D/A功率转换，若要实现16bit、44.1KHZ采样的功率放大器。随着数字信号处理（DSP）和音频数字压缩技术的结合、新型离散功率器件及其应用的发展，使开发实用化的16bit数字音频功率放大器成为可能。国内外一些从事数字信号处理的技术人员，专门研究音频数字编码技术，在不损伤音频信号质量的情况下，尽量压缩数据库。经过多次实验，终于将末级功放开关频率由没有压缩数据时的约2.8GHz减至小于1MHz，从而降低了对开关功放管的要求。同时在开关功率放大部分，采用了驱动缓冲器和平衡电桥技术，实现了在不提高工作电压的

4、情况下能够输出较大的功率，并且设计了完善的防止开关管击穿的保护电路。国内外一些公司研制出的数字功放，直接从CD唱机的接口（光纤和数字同轴电缆）接受数字PCM音频信号（模拟音频信号必须经过内置的A/D转换变成数字信号后才能进行处理），在整个信号处理和功率放大过程中，全部采用数字方式，只有在功率放大后为了推动音箱才转化为模拟信号。1.1背景学习模电数电以来，设计过模拟功放，只了解了一些理论上的概念及分析方法，加上模电部分的不确定性，所以通过此次D类功率放大电路的设计，复习模电和数电，去应用理论并加深理解，学会分析问题，解决问题，并从中学些解决问题的经验。我们此次实验室以小组进行的，所以通过各组员的

5、相互配合，相互指出不足，相互学习，培养我的交际能力和团队合作精神。1.2设计名称D类音频功率放大电路1.3参考资料【1】新型集成电路及其应用实例何希才编著科学出版社2002【2】全国大学生电子设计竞赛试题精解选陈永真等编著电子工业出版社2007年6月【3】模拟集成电路基础与应用孙余凯项绮明等编著电子工业出版社2006年4月【4全国大学生电子设计竞赛培训系列教程模拟电子线路设计高吉祥主编电子工业出版社2007年8月2.数字功放的基本概况2.1数字功放和模拟功放的区别数字功放由于工作方式与传统模拟功放完全不同，因此克服了模拟功放固有的一些缺点，并且具备了一些独有的特点。过载能力与功率储备数字功放电

6、路的过载能力远远高于模拟功放。模拟功放电路分为A类、B类或AB类功率放大电路，正常工作时功放管工作在线性区；当过载后，功放管工作在饱和区，出现谐波失真，失真程度呈指数级增加，音质迅速变坏。而数字功放在功率放大时一直处于饱和区和截止区，只要功放管不损坏，失真度不会迅速增加，如下图所示。由于数字功放采用开关放大电路，效率极高，可达75%90%（模拟功放效率仅为30%50%），在工作时基本不发热。因此它没有模拟功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之前后无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特性，瞬态响应好，“爆棚感”极强。功放的失真度比较在所做的两次功放中可以看出，模拟

7、功放存在推挽对管特性不一致而造成输出波形上下不对称的失配失真，因此在设计推挽放大电路时，对功放管的要求非常严格。而数字功放对开关管的配对无特殊要求，基本上不需要严格的挑选即可使用。模拟功放几乎全部采用负反馈电路，以保证其电声指标，在负反馈电路中，为了抑制寄生振荡，采用相位补偿电路，从而会产生瞬态互调失真。数字功放在功率转换上没有采用任何模拟放大反馈电路，从而避免了瞬态互调失真。扬声器的匹配问题由于模拟功放中的功放管内阻较大，所以在匹配不同阻值的扬声器时，模拟功放电路的工作状态会受到负载（扬声器）大小的影响。而数字功放内阻不超过0.20（开关管的内阻加滤波器内阻），相对于负载（扬声器）的阻值（4

8、80）完全可以忽略不计，因此不存在与扬声器的匹配问题。2.2D类音频功率放大器基本原理一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如下图所示。图2为工作波形示意,其中（a）为输入信号；（b）为锯齿波与输入信号进行比较的波形；（c）为调制器输出的脉冲（调宽脉冲）；（d）为功率放大器放大后的调宽脉冲；（e）为低通滤波后的放大信号。PWM调制器高速开关电路图1D类放大器的工作原理图2D类放大器的工作波形示意图2.3D类音频功率放大器各部分的分析与实现2.3.1前置音量放大电路我们本打算采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。由于TLC4502在市场上价格比较贵，并且不好买，最

9、后我们通过实验的方法测试可以用LM324来代替，所以我们最终采用的前置放大电路如下图所示。VGCU1Ame仁綁1音频输入1uF甘丄R4R32.4kfl：C2IF4.7uFKey=A：70%：头一音频输出|2.2kf)：.Key=A：我们选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻R$10kQ，满足输入电阻i越大越好的要求。取V二V/2=2.5V，输入电阻R大于10kQ，故取R1=R2=51k+cciQ，则R=51/2=25.5kQ，反馈电阻采用电位器R4，取R4=20kQ，反相端电阻iR3取2.4kQ，则前置放大器的最大增益Av为Av=1+R4/R3=1+20/2.4宀9.32.3.2三角波发生电路

10、我们的三角波发生电路的寻找过程可以分3个阶段，我们将它一一记录下来，我们的第一阶段电路图如下:+5V由于运放TLC4502没能买到，我们决定用运放TL062来代替，但在仿真中发现不能调出三角波，所以这种方法我们没有采用，继而寻找下一种方案。下图是我们无意间发现，然后采用的三角波发生电路，此方案完全可以满足我们的设计要求，即三角波频率可以达到250KHz,Vp-p可以达到0.9V，初步我们决定选用此方案，但此电路与仿真和理论有些相差，下图按理论来说本应该输出方波，但在实际电路中确输出的是类三角波，当放大时发现三角波的线性度很差，有点像正弦波，所以这个简单的三角波发生电路我就被更换，电路图如下：U

11、1A仿真波形如下图所示:匕波形再放大的时候线性度很差，看起实际电路中的测试波形如下图所示:从波形中我们读出此波形的频率很高車全满足我们设计的要求,频率大概为250厂来又像正弦波，并且很不稳定。本来打算使用此电路产生三角波，在无意中又发现在增大电阻R的值时,波形渐变成方波，渐变图如下图所示，并且幅度和频率可以调到所需的要求，波形也比较稳定，加上在试验箱上的实验中发现后面的电路有不合适，初步确定是三角波不合适，所以我们有进行下一阶段的尝试。TU我们将上面的电的电路调试使它产生稳U2AR1jOIOGBDJOV伽kd；VGCO-.1U1-A:QOkO；lM3:切工4VCGVcc:R3Ikfi：三角波输

12、出+.6C3IR4TOOuF:IkQUJ定的花费了我们的好多时间，开始我们使用的是运放LM324,积出的波形有点像电容充放电的波形，即线性度特别差。开始我们尝试着去改变反馈电容和电阻的大小,结果发现没多大的改善，接下来我们断定是运放LM324的性能不好，我们就用LM393替换了LM324，结果令我们很高兴，三角波的线性度变得较为理想，个方面的参数都能满足我们的设计要求，最后我们决定就选用此电路，电路原理图如下所示.采用上面电路图我们的输出波形如下图，输出频率f166KHz,Vp-p2.5V。选用LM311精密、为给V+=V提供J=tL路下图所0F1JJ电源2.3.3比较器电路由于三角波Vp-p

13、=2.5V,所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V,否则会使功放产生失真。PWM调制器：把原始音频信号加上一定直流偏置后送到运放的正输入端，另通过自激震荡产生一个三角波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零，直流偏置三角波峰值的1/2,则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为1:1的方波，当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于1:1；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于1：1

14、。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为PWM（脉宽调制）或PDM（脉冲持续时间调制）。音频信息被调制到脉冲波形中。Wv音频输入:-三角波输入壬11；G2R210kQlOkQV3+d12|IR3IR4L-I-I丙皿閘输岀-24*1NM31ram-140VCC:：1kQ：的波形可以看出，方波受到高频1信信号的干扰，这下来要解决经比较器后的PWM输出波形如下图所示:的重要问题之一。2.3.4驱动电路此电路主要完成两个功能：（1）将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号；（2）通过门电路的串并完成延时与后级H桥电路的驱动。驱动电路电路图如下图所示:PWMtAoru

15、用CD40106施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。通过驱动电路最终输出的驱动信号1和驱动信号2的波形如下图所示：!肆；2.3励舟J.MUTl*t的门“一Ih桥互_对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电小。因输出功率稍大于1W,属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD540和IRFD9540VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如下图所示。驱动电路输出的互补PWM开关驱动信号交替开启M2和M3

16、或Ml和M4,再设计中有一个重要的，也是无法彻底消除的问题存在，就是要保证H桥上2个同侧的MOS管（Ml和M3,M2和M4）不能同时导通。如果MOS管Ml和M3（或M2和M4）同时导通，那么电流就会从电源Vcc正极穿过2个MOS管直接回到负极。此时，电路中除了MOS管外没有其他任何负载，因此电路上的电流就可能达到最大值（该电流仅受电源性能限制），甚至烧坏MOS管。基于上述原因，在实际驱动电路中要使Ml与M3或M2与M4在导通时间上有一个延迟，也称死区时间。为了减小死区时间，在驱动电路中为了使输出的两驱动信号较好着对称，电路中加入了与门延时电路，防止死区时间电流过大，使MOS管发热严重。又由MO

17、S在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。在综合考虑后我们选择频率为160KHz。IRF954DM3M1IRF9540IRF540IRF540*2.3.6低通滤波器最后一级需把大功率PWM波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只-0需要用一个低通滤波

18、器。但由于此时电流很大，RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用LC低通滤波器。当占空比大于1：1的脉冲到来时，C的充电时间大于放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来。我们电路采用4阶Butterworth低通滤波器（如下图所示），上限频率$20kHz,在通频带内特性基本平坦。经过截止频率公式f=-，加上ORCAD软2VLC件的仿真（仿真频率响应图如下），从而初步确定一组参数Ll=22uH,L2=47uH,Cl=l.68pH，C2=1pH。20kHz处下降2.75dB，可保证20kHz的上限频率，且通

19、带内曲线基本平坦；100kHz、166.4kHz处分别下降43.55dB、62.26dB，完全满足对高频的滤出。L1辅人22uH47uHC1士1UC2士D.60U4阶Butterworth低通滤波器4阶Butterworth低通滤波器幅频响应2.3.6电源模块我们这次设计的数字功放所有模块都采用5V电源供电，所以电源一块设计起来比较简单，我们就采用集成稳压块L7805CV。L7800系列输出电流为1.5A,这足够满足我们的要求，无需再去扩流，我们的电路图如下图所示。302：40073系统调试及数据分析31系统调试中的问题及解决方案下面就我们调试过程中遇到的一些问题及解决方案总结一下。在开始我们

20、选定原理图后，由于原理图中的运放型号在仿真软件中没有，我们决定用两种仿真软件（Oread与Multisim）来进行仿真，这样既可以进行仿真结果的比较，还可以相互弥补，找到更多的原件进行仿真，最后还是找不到的我们采取更换电路和器件的方法，使仿真顺利进行。在仿真三角波时，我们使用施密特触发器产生方波，然后用积分电路将方波转换成三角波，在仿真中无论怎样改变都无法积出三角波，实在没办法，我们就决定用实验箱直接连出电路，看结果如何，就参照无法仿真出的电路，在实验箱上我们首先搭出了方波发生电路，结果和仿真的完全相反，在示波器上出现了三角波，频率和幅度完全满足设计要求，就是线性度不好，波形如原理中所示，这可

21、以说是我们的一个意外发现，开始我们认为三角波的线性度不好，只要波形的幅度可以，频率稳定输出就不会影响后面的比较，于是决定使用此电路产生三角波，这样既简单，又方便。但在后面的实验中发现此三角波极不稳定，甚至影响后面电路以致无法正常工作，加上为了改变三角波能与后面的电路协调工作，无意间又发现在增大电阻的时候，三角波渐变成方波，并且波形稳定,我们就决定将此方波经积分电路转换成三角波，将无法仿真出的积分电路在实验箱上加上之后，结果出来了，三角波上半部分有些失真，我们将采用的运放LM324更换为LM393后，三角波就不再失真了，并且线性度变得更好些了，最后我们在探索中找到了三角波发生电路，而且，在后面的

22、电路中，我们将更多的实验放到了实验箱上，减少了仿真。这次我们不再那么急的焊接电路，我们首先跟原理中所分的模块一样，在实验箱上进行每一个模块的实验，当最后测得各个模块的结果和我们预期结果一样之后，我们才很放心的焊接整体电路。这样我们调试起来会很方便，由于在实验箱上我们给各个模块加的都是信号源上的标准信号，看到的也是标准结果，如果在测试中的结果和实验中的不太一样，我们就可以确定是那一模块出了问题，这也是我们组数字功放最先能工作的原因吧。在这儿我还得提出一个问题，为什么在实验箱上测试好的电路，当焊接到一起后，工作就不在那么完美了。比如说，在实验箱上我们给比较器电路加入了标准的正弦波和三角波后，输出的

23、是很标准的PWM，但在实测中，PWM中的方波就像原理中的记录波形一样，存在好多毛刺，好像被什么干扰似的，最后再请教了老师之后，才知道了是高频信号的干扰，这个干扰很奇怪，甚至干扰到了输入信号，输入的信号都不再是标准的正弦波。这一问题我们采用两种方案解决。第一，从电源一块去解决，我们发现干扰信号是通过电源线进行的。所以，我们应该将数字地与模拟地分开，减小相互之间的干扰，在我们此次焊接的电路中，我们采用电源一点供电，然后在支路供电中全部串联一个比较大的电感；第二，我们通过电容的作用减小干扰。首先，给电源与地之间跨接一个比较大的电容，起到一个滤除纹波效果，其次是给每个集成芯片的正电源与地之间接入一个0

24、.01uF0.1uF的瓷片电容，起到一个减小干扰的作用。这部分的解决方案我们主要在绘制PCB板的时候加上去，并且严格地将数字部分和模拟部分分开，减小电流环路的面积。这儿记录一个还没有解决的问题，也是不能理解的一个问题。在测前置放大电路时，当加入正弦信号后，在输出级可以测到放大了的没有失真的正弦信号，但当整体电路工作时，加入音频信号后我们认为在前置放大输出端加上扬声器，应该有放大了的声音，但在此输出端始终没有声音，而在整体电路的输出级加上扬声器，可以放出被放大了的音频。在测试驱动电路时，我们发现信号经过与门延时后，方波波形有所衰减，波形变化如下图所示，这个问题我们也没有弄明白是什么原因，我们换了

25、一个与门芯片后就不错在这个问题了。下来就是H桥中一个MOS管和电感的发热问题。电感发热是必然的，但当音量特别大的时候，电感会特别烫，有烧坏的可能，为了能让正常工作，我们采用更加粗的铜丝去自制电感，以增加对电流的承受能力。就对于一个MOS管发热问题，我们有些疑问，H桥不是对管导通的吗？对管流过的电流是一样大的，为什么只有一个管子发热，请教老师之后，我们初步确定原因是由于三角波峰值太大和驱动信号的对称性不好造成的死区所引起的。在降低三角波峰值之后，一个MOS管的温度变到了它耐温值之内，但还是在发热，这个问题没有彻底解决。我又有一种猜想是由于与发热MOS管相对应的另一对MOS管在导通时产生的高于4V

26、的尖峰脉冲使这个MOS管导通，即使它持续性发热。3.2测试数据记录及分析321放大倍数输出vp-p=5.429V加入200mV正弦波后，经前置放大后输入vp-p=800mVAv=5.4290.8=6.783.2.2效率耳输入vi=200mV，整体电路全部采用5V单电源，双端输出各接一8Q负载Pi=0.2AX5.0V=1.0W14621922Po=+=0.266+0.460=0.726W88PoPi0.726W1.0WX100%=72.6%3.2.3通频带宽度fL=22HzfH=18.4KHz3设计心得体会从此次设计我明显感觉到了与模拟功放的不同，上次的模拟功放虽然也进行了测试分析与调试,但到结束还是对电路没有任何改动，好多问题依然没有解决。这次我们制作的数字功放，从一开始的焊接过程到24号，我们还在尝试着改动电路，让它的干扰少些，能更好着工作，我们的电路板可以说现在是千疮百孔，但它还是很正常的工作，这让我在以后的设计中有了信心，可以大胆着去尝试，并且将自己的想法加到电路中去，例如我们的三角波发生电路电路，是我们根据理论找到两个模块组合起