-低频功率放大器

1、5.1 概述5.2 互补推挽功率放大器5.3 功率放大器的保护电路5.4 其它形式的功放电路第 5 章 低频功率放大器返回主目录5.1.1 功率放大器的主要指标5.1.2 功率放大器的分类 5.1 概述第5章低频功率放大器5.1 概述 5.1.1 功率放大器的主要指标 1. 输出功率Po 功率放大器应给出足够大的输出功率Po以推动负载工作。为此，功放管一般工作在大信号状态, 以不超过管子的极限参数ICM、BVCEO、PCM为限度。这就使功放管平安工作成为功率放大器的重要问题。 2. 效率 功率放大器的效率定义为功率放大器的输出信号功率Po直流电源供给功率放大器功率PE之比, 用表示，即 = 功

2、率放大器要求高效率地工作，一方面是为了提高输出功率，另一方面是为了降低管耗。直流电源供给的功率除了一局部变成有用的信号功率以外，剩余局部变成晶体管的管耗PC(PC=PE-Po)。 管耗过大将使功率管发热损坏。所以，对于功率放大器，提高效率也是一个重要问题。 3. 非线性失真 功率放大器为了获得足够大的输出功率，需要大信号鼓励， 从而使信号动态范围往往超出晶体管的线性区域，导致输出信号失真。因此减小非线性失真，成为功率放大器的又一个重要问题。 概括起来说，要求功率放大器在保证晶体管平安运用的情况下，获得尽可能大的输出功率、尽可能高的效率和尽可能小的非线性失真。 5.1.2 功率放大器的分类 功率

3、放大器根据功放管导通时间的长短或集电极电流流通时间的长短或导通角的大小, 分为以下4种工作状态: 1甲类工作状态。甲类工作状态下，在整个周期内晶体管的发射结都处于正向运用, 集电极电流始终是流通的, 即导通角等于180, 如图5 - 1a所示。甲类工作状态又称为A类工作状态。 2乙类工作状态。乙类工作状态下，晶体管的发射结在输入信号的半个周期正向运用, 在另外半个周期反向运用, 晶体管半周导电半周截止。 集电极电流只在半周内随信号变化, 而在另外半个周期截止, 即导通角等于90, 如图5 - 1b所示。 乙类工作状态又称为B类工作状态。 3甲乙类工作状态。它是介于甲类和乙类之间的工作状态, 即

4、发射结处于正向运用的时间超过半个周期, 但小于一个周期, 即导通角大于90小于180, 如图5 - 1c所示, 甲乙类工作状态又称为AB类工作状态。 4丙类工作状态。丙类工作状态下，晶体管发射结处于正向运用的时间小于半个周期, 集电极电流流通的时间还不到半个周期, 即导通角小于90, 如图5 - 1d所示。丙类工作状态又称为C类工作状态。 图 5 - 1放大器工作状态的类型a 甲类; b 乙类; c 甲乙类; d 丙类 由图5 - 1可以看出，在相同鼓励信号作用下，丙类功放集电极电流的流通时间最短，一个周期平均功耗最低，而甲类功放的功耗最高。分析说明，相同输入信号下如果维持输出功率不变，4类功

5、放的效率满足：甲甲乙乙2EC, 这也是选择功放管的一条依据。 6. 功放管的最大允许电流 功放管处于导通状态时,流过管子的最大电流为Ucem/RLEC/RL, 所以, 功放管的集电极最大允许电流必须大于该值, ICM 5.2.3 乙类推挽功率放大器的非线性失真 1. 推挽电路对偶次谐波的抑制 在推挽放大器中, 假设两管的特性完全一致, 那么它们的电流、电压波形完全对称，这样, iC1、iC2可分别写成 iC1=I0+Icm1 cos(1t+1)+Icm2cos(21t+2)+ +Icmncos(n1t+n)+ (5 - 17a) iC2=I0+Icm1cos(1t+1)+Icm2cos(21t

6、+2+2)+ 而由图5 - 2a可知iL=iC1-iC2=2Icm1cos(1t+1)+2Icm3cos(31t+3)+ 可见输出电流或电压中没有偶次谐波成分, 即推挽电路可以抑制偶次谐波。 实际上由于两管特性的差异及电路的不完全对称, 输出电流或电压中总会有些偶次谐波成分, 这就要求尽量精选配对管子, 减小非线性失真。 2. 交越失真与工作点的选择 iC1、iC2在开始导通的一段时间里增长很慢, 当iC1与iC2相互交替时, iC1iC2的波形和正弦波形相差较大, 如图5 - 5所示。这种乙类推挽放大器所特有的失真称为交越失真。 图 5 5 交越失真 为了消除交越失真, 可分别给两只晶体管的

7、发射结加很小的正偏压, 让两只晶体管各有一个很小的电流ICQ流过。这样, 既可以根本上消除交越失真, 又不会对效率有很大的影响。图5 - 6示出了加正偏压后, 对应负载电流iC1iC2的波形。 严格地讲, 此时晶体管已工作在甲乙类状态, 但由于正偏压较小, 静态电流很小, 所以一般仍称它为乙类功率放大器, 其分析计算也按乙类功率放大器对待, 以区别静态电流较大的甲乙类功率放大器。 乙类推挽功率放大器加正向偏置的常用形式如图5 - 7所示。 图 5 6 交越失真的消除 图 5 7 消除交越失真的实际电路 对于图5 - 7a电路, 正向偏压是利用IC1流过R1产生直流压降, 为V2、3推挽管提供需

8、要的偏压 UBE2=UBE3 对于图5 - 7b电路, 利用二极管由三极管V4、V5连接而得，为V2、V3提供所需的正向偏压。 UBE2=UBE3=UD2 对于图5 - 7c电路,V1、 R1、 R2组成的恒压源电路为V2、V3管提供所需偏压。由图可知 忽略IB, 那么IR1R2, 于是不难得到 UBBUBE11+ 调整R1、R2的比值, 可改变V2, V3 基极间的电压, 即可得任意倍数UBE的UBB, 所以通常称该电路为UBE倍增电路。 以上讨论的互补对称推挽电路, 由于采用正负两组电源供电, 当无输入信号时, 静态输出电位为零, 负载RL可直接连到功放电路输出端, 不需要输出耦合电容,

9、因此这种电路又称OCOutput Capacitor Less电路。 5.3.1 功放管的管耗与散热5.3.2 保护电路5.3 功率放大器的保护电路5.3 功率放大器的保护电路 5.3.1 功放管的管耗与散热 功放管的管耗是通过热传导的形式以散热的方式消耗掉的。 所谓热传导，是指热能从高温点向低温点传送的现象。为衡量媒质导热能力的强弱, 引入热阻的概念。 一般地, 假设A、B两点的温度分别为TA、T, 其间导热材料的热阻为RT, 那么A、B两点间传送的热功率P与TA、TB、RT之间, 有如下关系: 式中, P为热功率, 单位为W; RT为热阻, 单位为C/W。 具体到功放电路中, 当功放管在环

10、境温度Ta下工作时, 由于集电极消耗的功率即管耗PC转换为热能, 使结温升高为TjTjTa。显然， PC=P= TjTjmax 可见, 当Ta、RT一定时, 功放管的最高结温Tjmax对应着集电极最大允许功耗PCM， 式中，Tjmax取决于管子的半导体材料。锗管的Tjmax约为75100 ； 硅管约为(175200)。 由式5 - 24可知, 环境温度越高, 其允许最大的集电极功耗越小。手册上给出的PCM是在环境温度为25 条件下得到的。 在设计功放电路时, 为了平安工作起见, 常取最高环境温度下的集电极最大允许功耗PCMTamax的90作为功耗的极限值, 即应使集电极功耗PC满足 PC0.9

11、PCM(Tamax) (5 - 25) 对于大功率晶体管一般需要加散热板以改善散热条件, 减小热阻, 从而提高PCM。 5.3.2 保护电路 从前面的讨论中可以看出, 管耗PC过大将导致功放管损坏, 限制管耗即可有效地保护功放管。限制管耗的常用方法是限制流过成效管集电极的电流即输出电流Io。基于这一思路, 功放保护电路的常见形式如图5 - 8所示。 图5 - 8a所示电路中采用二极管输出限流保护电路。 VD3、VD4是附加的限流二极管。正常情况下, VD3、VD4不起作用。 图 5 8 输出级保护电路 a 二极管保护； b 三极管保护 如果正向电流过大, 那么RE2上的压降增大, 使VD3正向

12、偏置，由截止变为导通, 从而分去V2的一局部基极电流, 使输出电流减小。 最大输出电流约为 Iomax 如果设 UD30.6 V, RE2=10, 那么Iomax60 mA。由于UD30.6 V，具有负的温度系数, 因此当环境温度升高时, 二极管的正向电压降低, 从而使输出电流的最大值也相应减小, 这也有利于控制功放管的结温不致于升高。如果负向电流过大, 那么VD4导通, 其保护原理不再赘述。 5.4.1 单电源供电的互补推挽电路5.4.2 准互补推挽功率放大器5.4.3 桥式平衡功率放大器5.4.4 场效应管功率放大器5.4.5 具有输出自举作用的功放电路5.4.6 集成功放电路5.4 其它

13、形式的功放电路5.4 其他形式的功放电路 5.4.1 单电源供电的互补推挽电路 双电源互补推挽电路有时使用不便, 因此提出单电源供电的互补推挽电路, 如图5 - 9所示。 V1组成鼓励级, 工作在甲类放大状态。V2、V3组成互补推挽功放级, 输出端通过大电容C2与负载RL相接。由V1的静态电流在电阻R4两端产生的电压U BB为2、 V3提供正向偏置电压, 以消除交越失真。 图 5 9 OTL电路 C3用来旁路R4, 使加到V2、V3基极的鼓励信号电压相等。 调整鼓励级V1的静态工作点改变电阻R1, 使B点电位UB约等于EC/2+0.7V, 那么UE=EC/2。 由于C2容量很大大于200 F,

14、 其充放电时间常数远大于信号的半个周期, 所以在两管轮流导通时, 电容器两端电压根本不变, 恒等于EC/2。因此V2和V3两管的等效电源电压为EC/2, 这与图5 - 2a正负两组电源供电情况是相同的。图5 - 9所示的推挽电路的输出功率、效率、功耗等的计算方法与图5 - 2a电路的也完全相同, 只需用EC/2取代公式中的EC即可, 这里不再重复。 图5 - 9所示电路又称为OTLOutput Trantsformer Less电路。 5.4.2 准互补推挽功率放大器 1. 复合管的构成 图5 - 10为复合管的两种形式。图a为两只NPN管等效一只NPN管, 这种复合接法称为达林顿接法; 图b

15、中V1为PNP管, V2为NPN管, 二者等效一只PNP管。 可见，复合管的类型取决于第一个晶体管的类型。在构成复合管时应保证两管的基极电流能流通，而且第一管的集电结不能和第二管的发射结接在一起, 以免集电结电压受发射结电压的钳制。 2 准互补推挽电路 图5 - 11所示是一准互补OTL电路。图中V1、V3等效为NPN管, V2、V4等效为PNP管。V3、V4是同类晶体管, 不具互补性；互补作用是靠V1、V2实现的, 这毕竟和完全互补不同, 故称为准互补。 图5 10 复合管的两种形式图 图5 11 准互补OTL电路a 等效NPN管; b等效PNP管 5.4.3 桥式平衡功率放大器 对于便携式

16、的设备如收音机、录音机等, 其功率放大器通常采用单电源供电的OTL电路。为了获得足够大的输出功率, 应提高电源电压, 这需要携带较多的电池, 增加了重量。 因此，对这类设备，输出功率与电源电压成为突出矛盾。为此, 人们研究出了低电压下能输出大功率的电路平衡式无变压器电路, 又称BTLBalanced Transformer Less电路或桥式平衡电路。 前面分析过的OCL或OTL中, 推挽输出的两只大功率管有一个共同点, 即V1在“推时, V2在“休息; V2在“挽时, V1在“休息。 也就是说“推和“挽不是同时进行的, 它们只是在不同的半周里互相“补齐信号。可以设想, 假设V1在扬声器一端“

17、推时, V4在扬声器的另一端“挽; 在V2“挽时, V3“推, 那么输出情况将大大改观, 这就是BTL电路设计的出发点。 图5 - 12所示为桥式平衡功率放大器的原理电路。它由4只管子组成。静态时, RL上无电流流过。当输入信号Ui为正半周时, V1、V4导通。假设忽略它们的饱和压降, 那么负载RL上的输出电压幅度为EC; 当Ui为负半周时, V2、V3导通, RL上的输出电压幅度也为EC。这样，RL上得到的是完整的输出信号波形。 图 5 12 BTL原理电路 在负载一定的条件下, BTL电路的输出功率可达OTL电路的 4 倍。BTL电路虽为单电源供电, 却不需要输出耦合电容, 输出端与负载可

18、直接耦合, 它具有OTL或OCL电路的所有优点。 但要注意：BTL电路的负载是不能接地的。 上述BTL功率放大器可以用两组分立元件制作的OCL放大器组成。但这种结构所需的元件较多, 特别是需要4只大功率晶体管, 因此一般很少用分立元件来制作。集成功率放大器, 只需简单的连线，就可方便地组成BTL放大器。对于本身包含两个功率放大器的集成块来说, 用一块就可直接连成BTL电路, 装配和调试都非常简单。 5.4.4 场效应管功率放大器 1. VMOS功率场效应管 VMOS功率场效应管简称VMOS管是一种短沟道, 垂直导电型MOS功率器件。它不同于第3章中介绍的平面水平沟道结构的MOS管。由于这种场效

19、应管在内部结构上采用纵向沟道结构并设置有高电阻率的漏极漂移区, 其耐压能力、 电流处理能力和工作频率均得到大大提高, 顺应了大功率器件的要求, 因而开展迅速, 应用领域正迅速扩大。目前VMOS管耐压水平已提高至1 000 V, 电流处理能力达200 A, 工作频率可达数百兆赫。VMOS功率场效应管根据内部沟道形状的不同还可细分为VVMOS管、VUMOS管及VDMOS管。 图5 - 13为VVMOS管的结构示意图。在N+型硅衬底上生长一层N-外延层, N+、N-型区共同构成漏区, 在其上引出漏极D极。在N-外延层上掺杂扩散形成P层及N+层, 以此为源极区并在其上引出金属电极作为源极S极。最后利用

20、光刻技术刻蚀出纵向或垂直方向的V型槽, 在整个外表氧化生成SiO2层, 并在V型槽外表蒸发一层金属层形成栅极G极。 当栅源间加上正向电压且电压值较高时, 栅极下面的P层沿V型槽外侧生成反型层由电子构成, 该反型层将原本被P层隔开的源区和漏区连通, 形成一个垂直或纵向的导电沟道。 形成导电沟道后, 一旦漏源间加上正压, 电子便经源极、导电沟道流到漏极, 由于这种管子的沟道为V型且垂直导电, 故称为VMOS管。 图 5 13 VVMOS管的结构示意图 由于VMOS管独特的结构设计, 它不仅有普通MOS管的所有优点, 还兼有双极型晶体管的一些长处: 1垂直导电, 充分利用了硅片面积, 可提高输出电流

21、; 2由于N-外延层电场强度低电阻率高, 具有较高的击穿电压, 使整个器件的耐压得以提高; 3由于N-外延层的存在, 使漏区PN结结宽加大, 极间电容减小, 器件的工作频率及开关速度大大提高; 4 短沟道的设计使器件具有良好的线性; 5由衬底和N-外延层共同构成的漏极使散热面积明显增大, 有利于器件大功率工作。 VMOS管的上述性能不仅使MOS管跨入了功率器件的行列, 而且在计算机接口、通信、微波、雷达等方面获得了广泛应用。 2. VMOS管功率放大电路 由VMOS管构成的低频功率放大器, 电路简单, 非线性失真小且具有自保护功能。 图5- 14所示即为VMOS管构成的两级低频功率放大器。 结

22、型管V1组成自偏压共源放大器, 作为鼓励级为功放提供大信号输入。VMOS管V2构成单管共源功放, ED、 R5和R6构成电阻偏置电路， 用于提供静态栅源偏压图 5 14 VMOS管功率放大器 输出为变压器耦合, 以便为功放电路提供最正确的匹配阻抗。 输出信号通过R7、R3反响至输入端, 构成电压串联负反响, 以稳定输出电压，提高输入电阻, 改善放大器性能。 VMOS管也可以构成推挽功率放大电路, 但由于缺乏配对的大功率PMOS管, 因而应给构成推挽功率放大器的两个VMOS管的栅极加大小相等、 极性相反的信号。 5.4.5 具有输出自举作用的功放电路 图5 - 15为一具有输出自举作用的OCL电

23、路。V1为鼓励级， 、和V4、V5组成互补准推挽功率放大器。VD1、 VD2和RW为输出级偏置电路，静态时为功放管提供微弱的正偏电压，以消除交越失真。 调整RW可改变静态电流。VD1、VD2具有补偿UBE随温度上升而下降的作用。R3是热敏电阻，用作温度补偿，其阻值随温度上升而下降。此外，R3的参加，可有效防止在调节RW的触点而产生瞬时开路时，使V1的负载电流全部流过V2、V4的发射结，导致管子烧坏的可能。 图5 15 具有输出自举作用的OCL电路 该电路引入了自举电容CC，目的是提高输出电压幅度，获得大的输出功率。为了说明自举电容的作用，暂时去掉CC。假设输入信号足够大，当V1管输入信号到达正

24、半周峰值时，V1饱和，输出电压摆幅为 U om-=EC-UCES1 (5 - 27) 而当V1管输入信号到达负半周峰值时, 1截止, 输出电压摆幅为 U om+=EC-Ibm2(R3+R4) (5 - 28) 由此可见正、负电压摆幅是不一样的, 这限制了输出级的动态范围, 使最大输出功率减小。解决的方法是参加自举电容CC。 接入CC后, 当输入信号为零时, 电路处于静态, Uo=0V。 电容CC上的电压UCC=UB=EC-IC1R3。 当V1输入信号为负半周时, UC1V1集电极电位升高, uA升高, 那么uo上升使uB上升CC容量很大，为100200 F, CC两端电压可以看成不变, 电容C

25、C一端电位上升, 那么另一端电位必然上升, 相当于提高了V2、V3的偏流电源电压, 即B点电压，从而扩展了输出电压的动态运用范围。由于CC的存在, B点的电位将随着输出端电位的上升而自动举高, 所以称CC为自举电容。 “自举作用本质上是一种正反响, CC就起着正反响的作用, 其过程如下: 5.4.6 集成功放电路 目前集成功放电路已大量涌现, 其内部电路一般均为OTL或OCL电路, 集成功放除了具有分立元件OTL或OCL电路的优点外, 还具有体积小、工作稳定可靠、使用方便等优点, 因而获得了广泛的应用。 低频集成功放的种类很多, 较常用的器件列在表5 - 1中。 电源电压/V9, 166, 7

26、.5, 96, 9, 166166, 228186, 9918输出功率/W4.6, 91, 1.5, 2.10.32, 0.7, 1141890.95, 244下面以LM386为例作一简单介绍。 LM386是一种低电压通用型低频集成功放。该电路功耗低、允许的电源电压范围宽、通频带宽、外接元件少, 广泛用于收录机、 对讲机、 电视伴音等系统中。 LM386内部电路如图5 - 16a所示, 共有3级。V1V6组成有源负载单端输出差动放大器，用作输入级, 其中V5、V6构成镜像电流源用作差放的有源负载以提高单端输出时差动放大器的放大倍数。中间级是由V7构成的共射放大器, 也采用恒流源I作负载以提高增

27、益。输出级由V8V10组成准互补推挽功放, 其中VD1、VD2组成功放的偏置电路以消除交越失真。 图 5- 16 LM386集成功率放大器 a 内部结构图; b 管脚排列 LM386的管脚排列如图5 - 16b所示, 为双列直插塑料封装。管脚功能为: 2、 3脚分别为反相、 同相输入端; 5脚为输出端; 6脚为正电源端; 4脚接地; 7脚为旁路端, 可外接旁路电容以抑制纹波; 1、 8脚为电压增益设定端。 当1、8脚开路时, 负反响最深, 电压放大倍数最小, 此时Auf=20。当1、8脚间接入10 F电容时, 内部1.35 k电阻被旁路, 负反响最弱, 电压放大倍数最大, 此时Auf=2004

28、6 dB。 当1、8脚间接入电阻R和10 F电容串联支路时, 调整R可使电压放大倍数Auf在20200间连续可调, 且R越大, 放大倍数越小。 LM386的典型应用电路如图5 - 17所示。 图 5 17 LM386典型应用电路图 参照上面的说明, 我们可以知道: 5 脚输出: R3、C3构成串联补偿网络， 与呈感性的负载扬声器相并, 最终使等效负载近似呈纯阻, 以防止高频自激和过压现象。 7 脚旁路: 外接C2去耦电容, 用以提高纹波抑制能力, 消除低频自激。 1、 8 脚设定电压增益: 其间接R2、10 F串联支路, R2用以调整电压增益。当R2=1.24 k时,Auf=50。 将上述电路稍作变动, 如在1、 5脚间接入R、C串联支路, 那么可以构成带低音提升的功率放大电路。 利用LM386还可以组成方波发生器, 详细情况， 请读者参阅有关书籍。 例 6 1 图5 - 18所示为一扩音机的局部电路 1 分析电路， 说明电路由哪几