整流与有源逆变

1、第八讲整流与有源逆变 (三)8.1变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示以三相半波为例，然后将结论推广VT 1 换相至 VT 2 的过程：a、ib 均不能突变，于是 VT 1 和 VT 2 同时导通，相当因 、两相均有漏感，故iab于将 a、b 两相短路，在两相组成的回路中产生环流i k。 ik=ib 是逐渐增大的，而adk 是逐渐减小的。当 i k 增大到等于 I d 时， ia，VT1 关断 ,换流过程结束 。i =I-i=0TaLBiaikLVT 1bibBVT 2cLBicVT 3udRLuduaubucOtidi ciai

2、bi ci aI dOt图 2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形换相重叠角 换相过程持续的时间，用电角度 g 表示换相过程中，整流电压 ud 为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值udua LBdikubLBdikuaubdtdt2（2-30）换相压降 与不考虑变压器漏感时相比， ud 平均值降低的多少1535dikU d(ubud )d( t )6 u b)d( t )/ 35625(ub LB266dt35di k3I d36 L Bd( t)LB di kX B I d5026dt22（ 2-31）换相重叠角 g 的计算6U 2 sin(t5)di k(ubu

3、a ) 2LB6（2-32）dt2LB由上式得：di k6U 2 sin( t5)d t2 X B6（ 2-33）进而得出：i k56U 2 sin( t5)d( t )6U 2 coscos( t5 )t62 X B62 X B65（2-34）当t时，于是6i k I d6U 2 cosI dcos()（ 2-35）2X Bcoscos(2 X B I d（ 2-36）)6U 2随其它参数变化的规律：（1）I d 越大则 g 越大；（2）XB 越大 g 越大；（3）当 a90时，越小 g 越大。变压器漏抗对各种整流电路的影响表 2-2各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算电路形式单相单相全控

4、三相三相全控m脉波全波桥半波桥整流电路U dX B I d2 XB I d3X B I d3X BI dmX BI d22I d X B2I d X B2X B I d2X B I dI d X Bcoscos()2U 22U 26U 26U 22U 2sinm注：单相全控桥电路中，环流ik 是从 -Id 变为 Id。本表所列通用公式不适用；三相桥等效为相电压等于3U 2的 6 脉波整流电路，故其 m=6，相电压按 3U2 代入。变压器漏感对整流电路影响的一些结论1） 出现换相重叠角 g ，整流输出电压平均值 Ud 降低。2） 整流电路的工作状态增多3） 晶闸管的 di/dt 减小，有利于晶闸

5、管的安全开通。有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的 di/dt。4） 换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的 du/dt，可能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。5） 换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。8.2电容滤波的不可控整流电路电容滤波的单相不可控整流电路常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中工作原理及波形分析i di,ududV D1V Dii2i Ci Ru1u2u+d2t0V D2V D4a)b)图 2-26电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a) 电路b) 波形基本工作过程：在 u2 正半周过零点至 wt=0 期间，因 u2ud，故二极管均不

6、导通，电容 C 向 R 放电，提供负载所需电流至 wt=0 之后， u2 将要超过 ud，使得 VD1 和 VD4 开通， ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载 R 供电详细分析 （简要讲解得出的结论，关键在于求出d 和 q ）u22U 2sin( t )（2-37）ud (0)2U 2 sin（2-38）1tud (0)C 0 i Cdt u2式中， ud(0)为 VD1 、 VD4 开始导通时刻直流侧电压值。将 u2 代入并求解得：iC2CU 2 cos( t)（2-39）u22U 2 sin( t而负载电流：i R)（2-40）RR2U 2 sin( ti d iC iR2CU 2

7、 cos( t )（2-41）R设 VD1 和 VD4 的导通角为 q，则当 w t = q 时，VD1 和 VD4 关断。将 id (q ) = 0 代入式（ 2-41），得：tan()RC（2-42）二极管导通后 u2 开始向 C 充电时的 ud 与二极管关断后 C 放电结束时的 ud相等。2U 2 sin() eRC2U 2 sin（2-43）注意到 d +q 为第 2 象限的角，由式（ 2-42）和（ 2-43）得：arctg(RC)（2-44）RCarctg( RC )eRCeRC sin( RC)21（2-45）在 wRC 已知时，即可由式（2-45）求出 d ，进而由式（2-44

8、）求出 q 。显然 d 和 q 仅由乘积 wRC 决定。图 2-27 给出了根据以上两式求得的d 和 q 角随 wRC 变化的曲线。dra/,5/ 6/ 32360102030405060R C / r ad图 2-27 d、q 与 wRC 的关系曲线二极管 VD1 和 VD4 关断的时刻，即 wt 达到 q 的时刻，还可用另一种方法确定： VD1 和 VD4 的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电源电压的下降速度|du2 /d(w t)|，另一个是假设二极管VD1 和VD4 关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度 |dud /d(w t)| p（下标表示假

9、设）。主要的数量关系（图2-28）1）输出电压平均值整流电压平均值 Ud 可根据前述波形及有关计算公式推导得出，但推导繁琐。空载时，U d2U 2 。重载时， Ud 逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。通常在设计时根据负载的情况选择电容C 值，使 RC(3 5)T / 2，T 为交流电源的周期，此时输出电压为： Ud 1.2 U22）电流平均值输出电流平均值 IR 为：I R=Ud/R（ 2-47）I d=I R（2-48）二极管电流 iD 平均值为：ID=I d/2=I R/2（ 2-49）3）二极管承受的电压2U 2感容滤波的二极管整流电路实际应为此情况，但分析复杂， ud

10、 波形更平直，电流 i2 的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。 id LV D1+ uL-i 2,u2,ud u2udi2VD3i CiRiu+2u1u2R0dCtV D2VD4a)b)图 2-29感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a） 电路图b）波形电容滤波的三相不可控整流电路1.基本原理uduabuuacdVDVDVDi dia135Ti aaiCi R0t3bud +CRci dVD 4VD 6VD 2Ota)b)图 2-30电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形iai aOt OtididOt Ota)b)图 2-31电容滤波的三相桥式整流电路当w RC 等于和小

11、于 3时的电流波形a） w RC=3b） w RC3VD1VD3V D5i aOTi ai dtiRai Cbud+CRb)ci aOtV D4VD6V D2a)c)图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形a）电路原理图b）轻载时的交流侧电流波形c）重载时的交流侧电流波形主要数量关系1）输出电压平均值Ud 在（ 2.34U2 2.45U2）之间变化2）电流平均值输出电流平均值IR 为：I R=Ud/R与单相电路情况一样，电容电流Id=I R（2-51）iC 平均值为零，因此：（2-52）二极管电流平均值为Id的1/3，即：I D=I d/3=I R/3（2-53）3）二极管承

12、受的电压二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 6U2。8.3大功率可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电解电镀等工业中应用低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直流电源TabciPn LPn2n1LabcudRT5T3T1T4T6T 2VVVVVVid图 2-35带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电路结构变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路变压器二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化设置电感量为 Lp 的平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电与三相桥式电路相比，在采用相同晶闸管的条件下，双反星形电路的输出电流可大一倍ud1uau

13、bucOti1I2d1 Ia6 dOucuaubuctud2Oti 1 I2d1 Ia6 dOt图 2-36 双反星形电路， =0 时两组整流电压、电流波形平衡电抗器的作用：两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等；两个星形的中点 n1 和 n2 间的电压等于 ud1 和 ud2 之差。该电压加在 Lp 上，产生电流 ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为 环流或平衡电流；考虑到 ip 后，每组三相半波承担的电流分别为 I d/2 ip。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使 Lp 值足够大，以便限制环流

14、在负载额定电流的 1% 2%以内。利用绕组的极性相反来消除变压器中的直流磁通势ud 1,ud2u uauu u ucu bcbaba)t1tOupb)60Ot360图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为 六相半波整流电路：只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为 60o，平均电流为 Id/6当 =00 时， Ud 为 1.35U2，比三相半波时的 1.17U2 略大些六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用双反星形电路与六相半波电路的区别就在于有无平衡电抗器，对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星

15、形电路原理的关键由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：平衡电抗器 Lp 承担了 n1、 n2 间的电位差，它补偿了ub和 ua 的电动势差，使得 ub和 ua 两相的晶闸管能同时导电t1 时 ub比 ua 电压高， VT6 导通，此电流在流经 LP 时， LP 上要感应一电动势 up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp 两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：upud2ud1（2-97）111udud22 upud12 U p2 (ud1ud2 )（2-98）虽然 ud1ud2，但由于 Lp 的平衡作用，使得晶闸管 VT6 和 VT1 同时导通时间推迟至 ub与 ua

16、 的交点时， ub= ua ，up= 0。之后 ub ub，电流才从 VT6 换至 VT2 。此时变成 VT1 、VT2 同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电 120o。以平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端， 其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值ua1 u2 Pn LPn-+ - +nu21Lbud 1uud 2dV T1VT6R图 2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况将图 2-36 中 ud1 和 ud2 的波形用傅氏级数展开，可得当 =0 时的 ud1、ud2，即ud13 6U2 11 cos3 t2 cos6 t1 co

17、s9 t243540（ 2-99）ud2 36U211 cos3(t60 )2 cos6( t60 )1 cos9( t 60 )24354036U211 cos3t2 cos6 t 1 cos9t243540（2-100）由式（ 2-97）和（ 2-98）可得up3 6U21cos3t1cos9t（2-101）2220ud36U2 12 cos6 t（2-102）235ud 中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。=30 、=60 和=90 时输出电压的波形分析需要分析各种控制角时的输出波形时，可先求出两组三相半波电路的 ud1 和 ud2 波形，然后根据式（ 2-98）做出

18、波形 ( ud1+ud2 ) / 2双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍， f=300Hz电感负载情况下，= 90 时 ,输出电压波形正负面积相等，Ud=0，移相范围是 90如果是电阻负载，则 ud 波形不应出现负值，仅保留波形中正的部分。同样可以得出，当 =120 时， Ud=0，因而电阻负载要求的移相范围为 120 。ud30。ubucuaucuaubOtu60。ucubuauc ubdOt90。uducubua ucubOt图 2-39 当 =30 、 60 、90 时，双反星形电路的输出电压波形整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为 : U

19、d=1.17 U2 cos 将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：1）三相桥为两组三相半波串联， 而双反星形为两组三相半波并联， 且后者需用平衡电抗器2）当 U2 相等时，双反星形的 Ud 是三相桥的 1/2，而 Id 是单相桥的 2 倍（ 3）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样， ud 和 id 的波形形状一样多重化整流电路整流装置功率进一步加大时， 所产生的谐波、 无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。移相多重联结有并联多重联结和串联多重联结，对于交流输入电流来说，二者效果相同 2 个三相桥并联而成的 12 脉波整流电路使用了平衡电

20、抗器来平衡 2 组整流器的电流，其原理与双反星形电路中是一样的不仅可减少输入电流谐波，也可减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器1LP2TV TLc1c2b1b2a1Ma2图 2-40 并联多重联结的 12 脉波整流电路移相 30 构成的串联 2 重联结电路利用变压器二次绕组接法的不同，使两组三相交流电源间相位错开30 ，从而使输出整流电压 ud 在每个交流电源周期中脉动12 次，故该电路为 12 脉波整流电路。整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30 、大小相等的两组电压，接到相互串联的2 组整流桥。a1i a1id?10 ua1b1?i AA *Lc1b

21、11ud*a2CBi ab23Rc2ua2b 2* b2滞后30图 2-41移相 30串联 2 重联结电路ia1a)Id0tia2i ab 2I db)213 Id0tiab33 I d2I d32 3 Ic)3d0tiA(1+23 ) Id3d)033 I d(1+ 33)Idt图 2-42 移相 30 串联 2 重联结电路电流波形 iA 基波幅值 Im1 和 n 次谐波幅值 Imn 分别如下：4 3I d单桥时为 23I(d（2-103）1 43n 12k 1,k 1,2,3,I mnI dn（2-104）即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反比而降低。该电路的其他特性如下：直流输出电压U d6 6U 2 cos位移因数cosj1=cosa（单桥时相同）功率因数l=n cosj1 =0.9886cosa利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开 20 ，可将三组桥构成串联3 重联结：整流变压器采用星形三角形组合无法移相20 ，需采用 曲折接法整流电压 ud 在每个电源周期内脉动18 次，故此电路为 18 脉波整流电路交流侧输入电流谐波更少，为18k1 次（ k=1, 2, 3），ud 的脉动也更小输入位移因数和功率因数分别为：cosj1=cosa， =0.9949cosa将整流变压器的二次绕组移相15 ，可构成串联4