光纤通信原理光接收机

会计学1光纤通信原理光接收机4.2.1光接收机简介

光接收机的组成

光接收机：模拟和数字。模拟光接收机，主要用于光纤CATV系统；数字光接收机，用于大部分通信系统。检测方式：相干和非相干。相干检测，先将接收的光信号与一个本地振荡光混频，再被光电检测器变换成中频信号；非相干检测，常用的非相干检测是直接功率检测，用光电二极管直接将接收的光信号变换成基带信号。第1页/共121页直接检测数字光接收机框图数字光接收机分为光电检测器、前置放大器、主放大器、AGC电路、均衡器、判决再生和时钟提取七个部分。①光电检测器：将光信号变成电信号，光解调；②前置放大器：放大微弱的光电流，低噪声、宽频带，输出mV量级；第2页/共121页③主放大器：将输入放大到判决电平，P-P值1-3V；④AGC：控制主放大器增益，使其输出幅度在一定范围内不受输入信号幅度的影响；⑤均衡滤波器：对主放输出的失真数字信号整形，判决时消除码间干扰；⑥判决器和时钟恢复电路：对信号进行再生。精确地确定判决时刻，需要从信号码流中提取准确的时钟作为标定，保证收发一致。光接收机也可分为三部分：①接收机前端：光检测器和前置放大器，是光接收机的核心；②线性通道：主放大器、均衡滤波器和自动增益控制；③判决、再生部分：判决器、译码器和时钟恢复。第3页/共121页

光接收机的性能指标

光接收机主要性能指标：误码率（BER）、灵敏度及动态范围。误码率是码元被错误判决的概率，用在一定的时间间隔内，发生差错的码元数和在这个时间间隔内传输的总码元数之比来表示。典型范围：10-9-10-12接收机灵敏度定义：在满足给定的误码率指标条件下，最低接收的平均光功率Pmin。在工程上常用dBm来表示，即第4页/共121页光接收的动态范围：接收机的最低输入光功率（用dBm来描述）和最大允许输入光功率（用dBm来描述）之差（dB）。Pmax和Pmin为保证系统误码率指标条件下，接收机允许的最大接收光功率和最小接收光功率。一台高质量的接收机应有较宽的动态范围，低于这个动态范围的下限（灵敏度）和高于这个动态范围的上限（接收机过载功率），判决时将产生过大误码。第5页/共121页4.2.2放大电路及其噪声放大器在放大信号时也放大噪声，接收信号太弱时，会被噪声淹没，放大器必须是低噪声的。放大器的噪声主要来源于其内部的电阻和有源器件，与电路结构和有源器件类型有关。有源器件：双极晶体管和场效应管。第一级用共射或共源型噪声低。放大器输出噪声主要由前置级决定，只要第一级的增益足够大，以后各级引入的噪声可略，分析时把所有噪声等效到输入端。第6页/共121页放大器输入端的噪声源

电阻的热噪声和有源器件的噪声，都是由无限多个统计独立的不规则电子的运动产生的，它们的总和的统计特性服从正态分布。放大器噪声的概率密度函数可以表示为高斯函数对随机噪声，统计平均值m

=

0时，上式可写成

第7页/共121页均值为零的高斯噪声的2代表噪声电压或噪声电流的平方的平均值，也是1电阻的噪声功率。对于概率密度为高斯函数的各个随机噪声源，它们之和的概率密度也是高斯函数，而且总噪声的方差等于各个噪声源的方差之和。

在计算放大器的噪声时，可分别分析各个噪声源的方差，并认为这些噪声源都是具有均匀、连续功率谱密度的白噪声，通过各个噪声源的功率谱密度求出放大器输出的总噪声。第8页/共121页1．光接收机输入端等效电路及噪声源第9页/共121页is(t)：光电检测器等效电流源，in(t):光电检测器的散粒噪声，Cd:光电检测器的结电容。Rb和Cs：偏置电阻和偏置电路的杂散电容，Ra和Ca：放大器的输入电阻和电容。

放大器的有源器件会引入噪声。一般将第一级有源器件的各种噪声源都等效到输入端，分两种情况：一种是等效为输入端并联的电流噪声源ia,设它的功率谱密度为sI；另一种是等效为输入端串联的电压噪声源ea，设它的功率谱密度为SE。第10页/共121页带有热噪声的电阻可以有两种等效方式:一种是等效为一个无噪声的电阻和一个噪声电流源并联。这种等效下并联电流噪声源的功率谱密度为k是玻耳兹曼常数，K是绝对温度。另一种等效方式是把带有噪声的电阻等效为一个理想的电阻和一个噪声电压源串联。电压噪声源的双边功率谱密度为第11页/共121页2．放大器输出噪声电压的计算

放大器输出噪声电压方差的计算步骤：对输入端并联电流源，用各噪声源的功率谱密度乘以放大器的功率增益因子，得输出端功率谱密度；对输入端串联电压源，先将其功率谱密度乘以输入导纳的平方转换成电流源，再乘以放大器功率增益因子，得输出端功率谱密度；输出端功率谱密度对积分，得输出端噪声电压的方差；放大器各噪声源的概率分布函数均为高斯函数，因此，输出端总噪声电压的方差等于各噪声源的方差之和。第12页/共121页放大器输出噪声电压的均方值为

；；放大器的增益因子，是放大器、均衡滤波器的传递函数，它表示输入电流与输出电压之间的传递关系，实为转移阻抗，SI、SE分别是第一级放大器等效噪声电流源和电压源的功率谱密度。可见：①偏置电阻Rb越大，电阻的热噪声越小；②输入电阻Rt越大、输入电容Ct越小，串联电压噪声源对总噪声的影响越小。第13页/共121页

场效应管和双极晶体管的噪声源

1．场效应管的噪声源

场效应管是电压控制器件，最大特点是输入阻抗很高，栅漏电流很小，适合作高阻前置放大器，其主要噪声源有两个:栅漏电流的散粒噪声沟道热噪声（1）散粒噪声散粒噪声功率谱密度为第14页/共121页

C为电子电荷，Igate是场效应管的栅漏电流（2）沟道热噪声场效应管的沟道电导在输出回路（漏极回路）产生一个噪声电流，功率谱密度为gm是场效应管的跨导；是器件的数值系数，对SiFET，；对GaAsFET，第15页/共121页（3）输出瑞的总噪声功率当Rb足够大时，上式中的第一项可以忽略，因此得到第16页/共121页2．双极晶体管的噪声源散粒噪声基区电阻的热噪声分配噪声第17页/共121页（1）散粒噪声功率谱密度为Ib是晶体管的基极工作电流（2）基区电阻的热噪声基区电阻的热噪声在输入端作为串联电压噪声源，谱密度为第18页/共121页（3）分配噪声功率谱密度为将集电极回路里的噪声源等效到输入端，为一个串联电压噪声源，功率谱密度为对双极晶体管，有下列关系存在第19页/共121页双极晶体管放大器输出端的总噪声功率为存在最佳集电极电流使散粒和分配噪声最小第20页/共121页

前置放大器的设计

1．低阻型前置放大器这种前置放大器从频带的要求出发选择偏置电阻，使之满足Rt≤的要求。BW为码速率所要求的放大器的带宽。

第21页/共121页2．高阻型前置放大器

一般只在码速率较低的系统中使用3．跨（互）阻型前置放大器

实际上是电压并联负反馈放大器当考虑其频率特性时，上截止频率为低噪声比低阻型前置放大器低，带宽和动态范围比高阻型前置放大器有很大改善第22页/共121页4.2.3光接收机灵敏度的计算灵敏度计算的一般方法

第23页/共121页光电检测过程的统计分布和灵敏度的精确计算

1．光电效应阶段设入射光功率为p(t)，那么在时间间隔L内产生的平均的“电子—空穴”对数可以用量子效率来表示，为0是每秒钟内暗电流产生的电子数第24页/共121页根据量子统计规律，在时间间隔L内产生m个“电子—空穴”对的概率是均值为的泊松分布，即也就是光电二极管光生电子—空穴对的概率密度函数第25页/共121页2．雪崩倍增过程的统计性质

假设整个雪崩过程进行的相当快，每一初始的“电子—空穴”对倍增出随机数为gl的二次“电子—空穴”对（包括初始“电子—空穴”对本身），可以得出gl

=

n的概率为

第26页/共121页对于在时间间隔(t0,t0+l)内入射的光功率，APD产生的初始“电子—空穴”对是概率密度为泊松分布的随机变量，而每一个初始的“电子—空穴”对又雪崩倍增成随机数为g的二次“电子—空穴”对，因此，在时间间隔L内产生总数为

个“电子—空穴”对的概率为是N个随机变量gl的和的概率密度函数，gl是独立无关的，因此，第27页/共121页3．灵敏度的精确计算从光电检测过程实际的概率密度函数出发，通过放大器和光电检测器概率密度函数的卷积计算求出总噪声的概率密度函数，进而计算接收机的灵敏度。第28页/共121页1.光接收机中有哪些噪声？2.在数字光接收机中，为什么要设置AGC电路？3.一双极晶体管前置放大器，Rb=2kΩ，Rt=1kΩ，Cd+Cs=2pF，Ca=2pF，Ib=10μA，βc=100，环境温度k=300K，rb′b=50Ω，放大器的等效带宽Δf=100MHz，⑴求输出端的等效总噪声功率；⑵比较各噪声源的影响，起支配作用的噪声源是什么？习题第29页/共121页

灵敏度的高斯近似计算

基本出发点：假设雪崩光电检测过程的概率分布函数也是高斯函数，简化灵敏度和误码率的计算。高斯近似计算法可推导出灵敏度计算的解析表达式，结果与精确计算结果接近。1．光电检测器噪声的功率谱密度在接收机前端，光电检测器的噪声等效为并联电流噪声源，利用光电检测器噪声功率谱密度和线性通道的转移阻抗，计算出光电检测器在接收机输出端的噪声功率。第30页/共121页光电检测器的噪声包括散粒噪声和暗电流噪声，散粒噪声和暗电流噪声的双边功率谱密度可表示为Is和Id：光生电流和暗电流第31页/共121页对于光电二极管，G

=

1，则有对于光电二极管和APD，输入端等效的并联电流噪声源的功率谱密度可分别表示如下对PD

i

=

0或1第32页/共121页对APD

i

=

0或1Is0和Is1分别对应“0”码和“1”码时的光生电流第33页/共121页2．接收机灵敏度的高斯近似计算

在放大器和均衡滤波器输出端APD的噪声功率为

对“1”码若两个随机变量的概率分布都是高斯函数，则它们之和的概率密度函数也是高斯函数，且其方差等于两个随机变量的方差之和。高斯分布的这一特点使接收机灵敏度的计算得到简化。第34页/共121页在高斯近似下，放大器和均衡滤波器输出端的总噪声的概率密度函数依然是高斯函数，且总噪声功率为对“0”码对“1”码已知“0”和“1码”方差，“0”和“1”码的高斯分布确定，用灵敏度计算的一般方法，可求一定输入功率下的误码率，或据误码率要求，求接收机灵敏度。当判决电平为D时，“0”码误判为“1”码的概率为第35页/共121页对上式进行变量变换，令，得同样，“1”码误判为“0”码的概率为令上式变换成第36页/共121页如果接收的随机脉冲序列中“1”码出现的概率等于“0”码出现的概率，总误码率为为使总误码率达到最小，一般令E01=E10，只需使Q值含有信噪比的信息，可由要求的误码率来确定，它和误码率的关系为第37页/共121页误码率与Q值的关系根据系统要求的误码率由图确定Q值BER=10-9时，Q=6，BER=10-15时，Q=7.9第38页/共121页Personick高斯近似计算公式

上节的高斯近似法将“0”、“1”码作为孤立的码元，分别计算“0”、“1”码时光电检测器的噪声功率，进而计算光接收机的灵敏度，计算简单、明了，但没有反应邻码对判决码元的散粒噪声的影响。通信中传输的数字信号是“0”“1”随机组合的脉冲序列，线性系统对随机输入的响应电压等于输入电流与线性系统脉冲冲击响应函数的卷积。即第39页/共121页在判决某码元时，光电检测器的散粒噪声包括所有邻近码元的影响，不仅是判决码元的散粒噪声。S.D.Personick从此关系出发推导光电检测器的噪声功率，在高斯近似下，经合理近似和复杂的推导，得出光接收机灵敏度计算的解析式。1．S.D.Personick高斯近似计算公式的推导思路

（1）从卷积关系推导光电检测器的噪声功率，并假设判决时有最坏的码元组合在判决第0个元码的时刻，邻近码元都是“1”码时，邻码对第0个码元的噪声干扰最严重。第40页/共121页（2）假设判决时无码间干扰

假设接收机具有良好的均衡能力，能将输出波形均衡为无码间干扰的、具有升余弦频谱的波形。此时，放大器和均衡滤波器的传递函数随输入波形而变，可用输入波形和输出波形的频谱来表示S.D.Personick引入,I1,I2和I3

四个积分参量来计算光电检测器和放大器的噪声，并对输入为矩脉冲、高斯脉冲

和指数脉冲、输出为升余弦频谱的波形的情况，计算了积分参量的值。第41页/共121页归一化频率B是比特速率，0=2B，T=1/B是码元间隔

第42页/共121页I2和I3可以简化放大器噪声的计算，它们的表达式为利用参量I2和I3可使放大器的输出噪声公式简化为第43页/共121页定义放大器的噪声参量z为（3）假设探测器的暗电流为零（4）假设光源的消光比EXT=0，同时将过剩噪声系数F（G）近似为x是APD的过剩噪声指数。第44页/共121页

APD的雪崩增益存在使灵敏度最高的最佳值〈Gopt〉,联立求解灵敏度和〈Gopt〉的计算公式，可得计算灵敏度和最佳雪崩增益的一组计算公式。APD之所以存在〈Gopt〉是因为APD存在过剩噪声。因为APD的噪声功率与G2+x成正比，信号功率与G2成正比，随着G的增大，噪声功率的增加快于信号功率的增加。当G较小时，放大器的噪声占主导，随着G的增加，接收机的灵敏度提高；当G增加到一定值后，APD的噪声占主导，继续增加G不能提高接收机的灵敏度。因此，G存在最佳值。第45页/共121页2．计算公式（1）当用APD作为检测器时，得到式中第46页/共121页用平均光功率表示接收机的灵敏度，有

bmax

、bmin：“1”码、“0”码时输入光能量。

（2）用PIN光电二极管作检测器若用PIN光电二极管作检测器，=

1，放大器的噪声占主导，PIN的噪声可以忽略。第47页/共121页接收机灵敏度可表示为（3）判决电平的计算公式消光比为零时最佳判决电平的计算公式0和1：“0”和“1”码时总噪声的标准偏差，bmax>bmin,1>0。最佳判决电平应低于“0”和“1”电平的中点。总噪声的标准偏差;灵敏度误差1dB，较小，<Gopt>偏高，判决电压偏低。第48页/共121页3．影响光接收机灵敏度的主要因素

（1）灵敏度与放大器噪声的关系

光电二极管作检测器，散粒噪声可以忽略，放大器噪声是影响接收机灵敏度的主要因素。用APD作检测器，APD的过剩噪声也是影响接收机灵敏度的重要因素，放大器噪声影响相对减小。bmax与z的关系：

（PIN光电二极管作检测器）（APD作检测器，最佳雪崩增益）

SiAPD的x=0.5，bmax∝

z1/6放大器噪声的大小与最佳雪崩增益有关，APD非最佳雪崩增益会降低灵敏度。第49页/共121页（2）接收机灵敏度与比特速率的关系z和Pmin与T有关，分析Pmin与T的关系，可得灵敏度与比特率的关系。从物理概念上讲，比特率提高，放大器和均衡器带宽增加，噪声等效带宽增加，放大器和光电检测器噪声的影响加剧。对比特速率较高的系统，接收机灵敏度与比特速率的关系为：

PIN光电二极管作检测器时，比特率增加倍频程，灵敏度约下降4.5dB；

APD作检测器（设x≈0.5）作检测器时，且工作在最佳雪崩增益时，比特率增加倍频程，灵敏度约下降3.5dB。第50页/共121页（3）灵敏度与输入波形的关系高斯近似的基本出发点：接收机有良好的均衡能力，有与输入脉冲对应的均衡电路。当不同宽度、不同形状的光脉冲输入时，经过均衡滤波电路后输出都是升余弦谱的波形。因此，在一定比特率下，接收机需要的带宽是由输入波形所决定的。输入脉冲波形越窄，其频谱越宽，接收机的频带就可以窄一些，这样有利于限制高频噪声，提高灵敏度。输入脉冲时，放大器的噪声最小，灵敏度最高；发送RZ码时接收机的灵敏度比NRZ码要高。第51页/共121页（4）消光比对灵敏度的影响残余光使消光比不为零消光比引起的灵敏度的恶化量消光比不为零：“0”码时，光源没有完全熄灭，调制脉冲叠加在残余光上。第52页/共121页（5）激光器和光纤系统的噪声对灵敏度的影响前面仅考虑了接收机的噪声，激光器和光纤系统也会产生噪声，主要有：激光器的量子噪声

激光器输出光场的相位和幅度做随机布朗运动，表现为激光器谐振腔内光量子数及其相位的随机起伏，是激光器的本征噪声。量子噪声对相干、模拟光纤通信系统影响大，对直接检测数字系统影响可略。

模式分配噪声在调制时，多纵模激光器各模式功率的总和不随时间变化，但各模式自身功率随时间变化。经光纤材料色散影响，各模式分开，在PD上产生随机起伏。这种噪声对宽带、长中继距离系统影响大。第53页/共121页模式噪声

多模光纤与窄谱线激光器配合时，光纤中各导波模之间将产生明显的干涉图样，在光纤截面上的功率分布不均匀。因光纤中的各种效应及波长起伏，故干涉图极不稳定、不断变化。接头、连接器和光纤受到随机扰动，仅使一部分光斑通过。光斑的变化使功率产生寄生调幅，形成噪声。光源相干性越好，光纤色散越小，模式噪声影响越大。

反射噪声系统耦合机构的输入端、光纤端面和接头会产生反射，反射光反馈到激光器，使激光器输出功率和功率谱浮动；在不同反射点之间来回反射，形成多径反射噪声。第54页/共121页1.已知前置放大器有源器件在输入端的等效噪声源的功率谱密度分别为SI=4×10-24A2/Hz，SE=4×10-18V2/Hz，Rt≈Rb=1kΩ，Ct=2pF，输入为全占空的矩形脉冲，输出为升余弦脉冲(=1)，码速率100Mbit/s，求⑴放大器的噪声参量z；⑵如果将Rb变为100kΩ，并设这时Rt仍近似等于Rb，求z的变化；⑶若Ct增加为5pF，求z的变化。注：在输入为全占空的矩形脉冲，输出为升余弦脉冲(=1)的情况下，积分参量∑1=1.13，I1=1.10，I2=1.13，I3=0.174。习题（暂不做）第55页/共121页2.若Rb=20kΩ，系统的误码率要求达到10-9，在下面的三种情况下求接收机的灵敏度（用高斯近似法）：⑴=0.85m，用光电二极管作检测器，=0.75，Id≈0，光源的消光比为零；⑵用Si-APD作检测器，=0.85m，=0.75，x=0.5，APD工作在最佳雪崩状态，Id≈0，光源的EXT=0，查表可得∑1=1.13，I1=1.10；⑶用InGaAs-APD作检测器，=1.3m，=0.75，x=0.8，Id≈0，EXT=0。此题暂不做第56页/共121页4.2.4光接收机的组成模块接收机前端以外的几个组成模块码间干扰问题与均衡滤波电路

1．码间干扰问题

一个频域受限系统，时域响应是无限的，其输出波形有很长的拖尾，使前后码元在波形上互相重叠，产生码间干扰，降低灵敏度。通过设计具有特定频谱的波形，可使频带受限系统时域响应在其它码元时刻的拖尾为零。在光纤通信系统中，输出波形一般被均衡成具有升余弦谱。第57页/共121页设发送脉冲的频谱为S()，Hof()、Ham()、Heq()分别是光纤、放大器和均衡网络的传递函数，对于任意的输入波形，只要均衡网络的传递函数为升余弦谱为10第58页/共121页2．频域均衡电路

按Heq()的公式设计均衡网络非常复杂，一般是找特性近似的网络代替，再由实验调整。就可在判决时做到无码间干扰低速光纤通信系统中的可变均衡电路(a)原理图(b)等效电路第59页/共121页传递函数可求出此均衡网络的传递函数为根据系统要求，改变R、L1、L2和C的值，可改变网络的传递函数。第60页/共121页

对于高比特率光纤传输系统，均衡电路的主要任务是提升高频。射极可变均衡电路在射极电阻上并联小电容和阻容回路（R<Re）在不同的高频段适当减小电流串联负反馈，起到提升高频作用。射极可变均衡节第61页/共121页3．时域均衡器—自适应均衡器基本思路是先监测某‘1’码在判断其它码元时刻的拖尾值，然后通过逻辑电路在判决时将其它码元的拖尾消除掉。第62页/共121页dk是某码元在判决后在该码元后第k个码元判决时刻的拖尾值，

是在判决时刻已判决的k个“1”码拖尾值的总和。与输入信号相减，即可消除判决码元前面k个码元的干扰。第63页/共121页4．眼图分析法

在实验室观察码间干扰是否存在的最直观、最简单的方法是眼图分析法。将均衡滤波器输出的随机脉冲序列输入到示波器的y轴，用时钟信号作为外触发信号，示波器上就显示出随机序列的眼图。眼图是随机信号在反复扫描的过程中叠加在一起的综合反映。眼图的垂直张开度定义为E┴=V1/V2，垂直张开度表示系统抵抗噪声的能力，也称为信噪比边际。眼图的水平张开度定义为E//=t1/T，它反映过门限失真量的大小，水平张开度的减小会导致提取出的时钟信号抖动的增加。第64页/共121页眼图的张开度受噪声和码间干扰的影响。当输出端信噪比很大时，张开度主要受码间干扰的影响，因此，观测眼图的张开度就可以估计出码间干扰的大小，这给均衡电路的调整提供了简单适用的观测手段。

模型化眼图第65页/共121页发射机输出信号的眼图(b)经80km传输后信号的眼图实际眼图通过眼图可以看出，经过传输后的信号质量变差了。第66页/共121页接收机的动态范围和自动增益控制电路

1．接收机的动态范围在用APD作光电检测器时，可用两种方法扩大接收机的动态范围：对主放大器进行自动增益控制（AGC）对APD的雪崩增益进行控制放大器电压增益的控制方式为两种情况：改变放大器本身的参数，使增益发生变化采用限幅放大器，限制放大器的输出幅度第67页/共121页2．几种常用的放大器电压增益自动控制电路（1）改变差分放大器恒流源电流的AGC电路

控制差分管工作电流，改变放大器增益。控制范围小，不适合高速率光接收机第68页/共121页（2）分流式控制电路

G1和G3构成共射-共基放大电路，改变G2和G3信号电流分配比例，改变放大器电压增益。分流式自动增益控制电路的优点是：控制范围较大一级的控制范围可达30-40dB；高频特性较好。第69页/共121页（3）控制双栅极场效应管的增益

GaAs场效应管（FET）是高速率光接收机的放大器常采用的有源器件。若采用双栅极FET做成主放大器，可以方便的实现自动增益控制。双栅极场效应管具有两个栅极，它们都能控制漏极电流的变化。其中一个称为信号栅，输入信号加在信号栅上，通过信号电压的变化控制漏极电流，使输入信号得到放大；另一个是控制栅，AGC信号加到控制栅上，通过AGC电压的变化控制漏极电流，从而改变放大器的增益。这种控制方式具有良好的高频特性，而且方便可行，在高速率光纤通信系统中得到广泛的应用。第70页/共121页

再生电路

再生电路的任务是把放大器输出的升余弦波形恢复成数字信号，它由判决电路和时钟提取电路组成。判定每一比特是“0”还是“1”，首先要确定判决的时刻，需要从升余弦波形中提取准确的时钟信号。时钟信号经过适当的移相后，在最佳的取样时间对升余弦波进行取样，然后将取样幅度与判决阈值进行比较，确定码元是“0”还是“1”，从而把升余弦波形恢复再生成原传输的数字信号。第71页/共121页理想的判决电路应是带有选通输入的比较器，比较电压设定在最佳的判决电平上，时钟信号由选通端输入，从而确定最佳的判决时间。最佳的判决时间应是升余弦波形的正负峰值点，这时取样幅度最大，抵抗噪声的能力最强。再生电路的另一重要部分是时钟提取电路。时钟提取电路不仅应该稳定可靠、抗连“0”或连“1”性能好，而且应尽量减小时钟信号的抖动。时钟的抖动使取样偏离最佳时间，增加误码率。尤其是在多中继器的长途通信系统中，时钟抖动在中继器中的积累会给系统带来严重的危害。抖动也是光纤数字通信系统的重要性能指标。第72页/共121页从接收信号中提取时钟，一般可采用锁相环路和滤波器来完成。接收信号在送入锁相环或滤波器之前，一般还要进行预处理。1．信号预处理非线性处理的基本方法是利用微分、整流电路来实现。当系统的速率较低时，可采用阻容微分、二极管全波整流的电路；当系统的速率较高时，可采用逻辑微分整流方式或采用延迟原理来窄化脉冲。下图给出了一种非线性处理电路和它们的波形图。第73页/共121页(a)非线性处理电路(b)波形图非线性处理电路及其波形图这个电路将输入的不归零码先整形为矩形脉冲，再经过延迟线延迟，然后将延迟后的信号和原信号进行与门运算，便可得到含有时钟频率的窄脉冲输出第74页/共121页2．锁相环路（1）锁相环路的方框图（2）环路的捕捉和跟踪锁相环路的工作分为捕捉和跟踪两种状态Ve(t)第75页/共121页3．声表面波（SAW）滤波器

声表面波滤波器不仅工作频率高（可达2～3GHz），抗连“0”或连“1”性能好，而且可靠性高、体积小，所以在高速传输系统的时钟提取电路中经常采用。用声表面波提取时钟信号时，也需对信号预先进行非线性处理，使信号具有时钟频率的线谱。经SAW滤波器滤出的信号，一般还要进行限幅放大和适当的相位延时，使波形的前后沿陡峭，并获得最佳的判决时间。这里介绍声表面波滤波器的工作原理和基本性能。第76页/共121页（1）工作原理

声表面波滤波器结构第77页/共121页在具有压电效应的基片上（例如石英晶片）上沉积一层金属箔，然后用光刻法制成形状像两只手的手指交叉状的金属电极，就得到声表面波滤波器，也称之为叉指换能器。叉指换能器包括发射换能器和接收换能器两部分，当电压加到发射换能器的梳状金属母线上时，由于压电效应，在指条间的的压电体上产生相应变化的声表面波信号。声表面波信号沿横向（垂直于指条方向）传送到接收换能器。在接收换能器中声表面波又转换成电极母线上的电压信号。在发送换能器中，电压信号同时加到各对指条间，但各对指条产生的声表面波信号在传输过程中的相位延迟却不同。第78页/共121页设同一电极上两指条的距离为L（一对指间的距离为L/2），则相邻对指所激发的声表面波的相位差为

式中τ是相邻指条间的传输延时，是SAW的传输速度。当SAW的波长λ=L时，各对指产生的声表面波处于同步状态，发送换能器产生的声波幅度最大，在接收换能器上转换的电压信号也有最大值。但当λ≠L时，同步条件被破坏，输出声波幅度减小，从而使换能器呈现出具有一定频率选择的带通滤波器特性，可以从接收信号中选择时钟频率，如下图所示。第79页/共121页声表面波滤波器的滤波性质第80页/共121页

上面的特性可以通过下面的数学分析进一步说明。用n表示总指条数，用N表示对指数（N≈n/2），并设加到换能器上的电压信号为正弦信号，若每指对产生的声表面波的幅度为A0，则在输出端发送换能器激励的总声表面波可表示为

式中，方括号内交替的正负号是由于加在换能器相邻的指条上的电压极性相反的缘故。用ω0表示声同步角频率，并令ω=ω0+Δω,则上式表示的相位差为第81页/共121页将上式代入总声表面波公式At中，得到式中是抽样函数。当=0时（即处在λ=L的声同步状态时），此函数达到最大值（为1）；当0时，此函数值小于1；在处具有零点，即在这些频率上接收换能器的输出为零。也就是说，抽样函数决定了SAW换能器的通带特性。第82页/共121页（2）声表面波滤波器的主要性质①振铃效应和等效带宽SAW滤波器不含储能元件，但却有较好的抗连“0”和连“1”性能，这主要是因为各指对所激励的声表面波有不同的延时的缘故。即使接收信号中的时钟信息在某一瞬间中断，但前一时刻的信号在发送换能器前几对指上激励的声表面波需要延迟一段时间后才到达输出端，所以声表面波并不立即中断，仅是幅度减小。SAW滤波器的指条数越多，抗连“0”和连“1”性能就越好。SAW滤波器的这种功能称为振铃效应。为了产生足够长的振铃时间，实际中SAW滤波器的指对数N常达几百对之多。第83页/共121页

从抽样函数的表达式可以看出，N的数目还决定了滤波器的等效带宽，N越大，滤波器的品质因数越高，通带越窄。通带过窄对捕捉信号也是不利的，SAW滤波器的指对数N与滤波器的等效品质因数Q及3dB等效带宽Δf3dB的关系为②通带纹波声表面波在传输过程中总存在一定的反射，多次反射的结果产生通带纹波，从而加剧了时钟的抖动。因此，如何减小声波反射，抑制通带纹波也是声表面波滤波器设计的重要问题之一。总之，声表面波滤波器广泛应用在0.1~0.2Gbit/s传输系统的时钟提取电路中。第84页/共121页4.2.5线路编码在光纤通信系统中，从电端机输出的是适合于电缆传输的双极性码。光源不可能发射负光脉冲，因此必须进行码型变换，以适合于数字光纤通信系统传输的要求。数字光纤通信系统普遍采用二进制二电平码，即“有光脉冲”表示“１”码，“无光脉冲”表示“0”码。第85页/共121页简单的二电平码存在如下问题：

•

在码流中，出现“１”码和“0”码的个数是随机变化的，因而直流分量也会发生随机波动(基线漂移)，给光接收机的判决带来困难。

•

在随机码流中，容易出现长串连“１”码或长串连“0”码，这样可能造成位同步信息丢失，给定时提取造成困难或产生较大的定时误差。

•

不能实现在线(不中断业务)的误码检测，不利于长途通信系统的维护。第86页/共121页

(1)能限制信号带宽，减小功率谱中的高低频分量。这样就可以减小基线漂移、提高输出功率的稳定性和减小码间干扰，有利于提高光接收机的灵敏度。(2)能给光接收机提供足够的定时信息。因而应尽可能减少连“１”码和连“0”码的数目，使“1”码和“0”码的分布均匀，保证定时信息丰富。

(3)能提供一定的冗余码，用于平衡码流、误码监测和公务通信。但对高速光纤通信系统，应适当减少冗余码，以免占用过大的带宽。

数字光纤通信系统对线路码型的主要要求：

第87页/共121页扰码例如：扰码前：1100000011000…

扰码后：1101110110011…为了保证传输的透明性，在系统光发射机的调制器前，需要附加一个扰码器，将原始的二进制码序列加以变换，使其接近于随机序列。相应地，在光接收机的判决器之后，附加一个解扰器，以恢复原始序列。扰码与解扰可由反馈移位寄存器和对应的前馈移位寄存器实现。扰码改变了“１”码与“0”码的分布，从而改善了码流的一些特性。第88页/共121页扰码有下列缺点：

①不能完全控制长串连“１”和长串连“0”序列的出现；②没有引入冗余，不能进行在线误码监测；③信号频谱中接近于直流的分量较大，不能解决基线漂移问题。因为扰码不能完全满足光纤通信对线路码型的要求，所以许多光纤通信设备除采用扰码外还采用其它类型的线路编码。

第89页/共121页mBnB码

mBnB码是把输入的二进制原始码流进行分组，每组有m个二进制码，记为mB，称为一个码字，然后把一个码字变换为n个二进制码，记为nB，并在同一个时隙内输出。这种码型是把mB变换为nB，所以称为mBnB码，其中m和n都是正整数，n>m，一般选取n=m+1。mBnB码有1B2B、3B4B、5B6B、8B9B、17B18B等等。第90页/共121页1.mBnB码编码原理最简单的mBnB码是1B2B码，即曼彻斯特码，就是把原码的“０”变换为“01”，把“1”变换为“10”。因此最大的连“０”和连“１”的数目不会超过两个，例如1001和0110。但是在相同时隙内，传输1比特变为传输2比特，码速提高了1倍。

第91页/共121页以3B4B码为例，输入的原始码流3B码，共有(23)8个码字，变换为4B码时，共有(24)16个码字。为保证信息的完整传输，必须从4B码的16个码字中挑选8个码字来代替3B码。设计者应根据最佳线路码特性的原则来选择码表。例如：在3B码中若有2个“0”，变为4B码时补1个“１”；在3B码中若有2个“1”，变为4B码时补1个“0”。而000交替使用0001和1110；111交替使用0111和1000。同时，规定一些禁止使用的码字，称为禁字，例如0000和1111。第92页/共121页

01111111111

01101110110

01011101101

01001100100

00111011011

00101010010

00011001001

000010000004B3B3B和4B的码字

第93页/共121页

作为普遍规则，引入“码字数字和”(WDS)来描述码字的均匀性，并以WDS的最佳选择来保证线路码的传输特性。所谓“码字数字和”，是在nB码的码字中，用“-1”代表“0”码，用“+1”代表“１”码，整个码字的代数和即为WDS。如果整个码字“１”码的数目多于“0”码的数目，则WDS为正；如果“0”码的数目多于“1”码数目，则WDS为负；如果“0”码和“1”码的数目相等，则WDS为0。例如：对于0111，WDS=+2；对于0001，WDS=-2；对于0011，WDS=0。第94页/共121页

nB码的选择原则是：尽可能选择|WDS|最小的码字，禁止使用|WDS|最大的码字。以3B4B为例，应选择WDS=0和WDS=±2的码字，禁止使用WDS=±4的码字。根据这个规则编制了一种3B4B码表，表中正组和负组交替使用。第95页/共121页线路码（4B）信号码（3B）模式2（负组）模式1（正组）WDS码子WDS码子-20010+211011117-21000+20111110601010010101015010010100110040011000110011300101001010102-20001+211100011-20100+210110000一种3B4B码表

第96页/共121页

我国3次群和4次群光纤通信系统最常用的线路码型是5B6B码，其编码规则如下：

5B码共有(25)32个码字，变换为6B码时共有(26)64个码字，其中WDS=0有20个，WDS=±2有15个，WDS=-2有15个，共有50个|WDS|最小的码字可供选择。由于变换为6B码时只需32个码字，为减少连“１”和连“0”的数目，删去：000011、110000、001111和111100。禁用WDS=±4和±6的码字。根据这个规则编制了一种5B6B码表，正组和负组交替使用。表中正组选用20个WDS=0和12个WDS=+2，负组选用20个WDS=0和12个WDS=-2。第97页/共121页第98页/共121页线路码（6B）信号码（5B）模式2（负组）模式1（正组）WDS码字WDS码字-2000101+21110101111131-2001001+21101101111030-2010001+2101101110129011100001110001110028-2000110+21110011101127011010001101001101026011001001100101100125续表第99页/共121页

mBnB码是一种分组码，设计者可以根据传输特性的要求确定某种码表。mBnB码的特点是：

(1)码流中“0”和“1”码的概率相等，连“0”和连“1”的数目较少，定时信息丰富。(2)高低频分量较小，信号频谱特性较好，基线漂移小

(3)在码流中引入一定的冗余码，便于在线误码检测。mBnB码的缺点是传输辅助信号比较困难。因此，在要求传输辅助信号或有一定数量的区间通信的设备中，不宜用这种码型。

第100页/共121页2．编译码器有两种编译码电路：

•

一种是组合逻辑电路，就是把整个编译码器都集成在一小块芯片上，组成一个大规模专用集成块，国外设备大多采用这种方法。

•

一种是把设计好的码表全部存储到一块只读存储器(PROM)内而构成，国内设备一般采用这种方法。第101页/共121页

以3B4B码为例，介绍码表存储编码器的工作原理。首先把设计好的码表存入PROM内，待变换的信号码流通过串-并变换电路变为3比特一组的码b1、b2、b3，并行输出作为PROM的地址码，在地址码作用下，PROM根据存储的码表，输出与地址对应的并行4B码，再经过并-串变换电路，读出已变换的4B码流。第102页/共121页码表存储编码器原理

第103页/共121页

图中A、B、C三条线为组别控制控制线，当WDS=±2时，从A、B分别送出控制信号，通过C线决定组别。译码器与编码器基本相同，只是除去组别控制部分。译码时，把送来的已变换的4B信号码流，每4比特并联为一组，作为PROM的地址，然后读出3B码，再经过并-串变换还原为原来的信号码流。其他的mBnB码编译码电路原理相同，只是电路复杂程度有所区别而已。第104页/共121页插入码

插入码是把输入二进制原始码流分成每m比特(mB)一组，然后在每组mB码末尾按一定规律插入一个码，组成m+1个码为一组的线路码流。根据插入码的规律，可以分为mB1C码、mB1H码和mB1P码。

第105页/共121页1.插入码的编码原理

mB1C码的编码原理是，把原始码流分成每m比特(mB)一组，然后在每组mB码的末尾插入1比特补码，这个补码称为C码，所以称为mB1C码。补码插在mB码的末尾，连“0”码和连“1”码的数目最少。例如：

mB码为：100110001101……mB1C码为：1001110100101010……

C码的作用是引入冗余码，可以进行在线误码率监测；同时改善了“0”码和“1”码的分布，有利于定时提取。第106页/共121页mB1C码的结构第107页/共121页mB1H码是mB1C码演变而成的，即在mB1C码中，扣除部分C码，并在相应的码位上插入一个混合码(H码)，所以称为mB1H码。所插入的H码可以根据不同用途分为三类：第一类是C码，它是第m位码的补码，用于在线误码率监测；第二类是L码，用于区间通信；第三类是G码，用于帧同步、公务、数据、监测等信息的传输。第108页/共121页

常用的插入码是mB1H码，有1B1H码、4B1H码和8B1H码。以4B1H码为例，它的优点是码速提高不大，误码增值小；可实现在