一种交错并联型Boost PFC的建模与设计

一种交错并联型BoostPFC的建模与设计艾建坤;秦会斌【摘要】HighpowerfactorcorrectioncanberealizedbythetopologyofInterleavedBoostwhichhastheadvantag?esofthesmallinputripple,thehighpowerdensityandsoon.TheprincipleofInterleavedBoosthasbeenanalyzed,includingtheworkingprocess,themathematicalmodelestablishedbythestatespaceaveragingmethodandtheanalysisofinductancecurrentripple.A4kWprototypewasdesigned,andtherelevantparametersweretested.ThetestedresultsshowthatstaggeredparallelboostPFCcanachievehighpowerfactor,thehighpowerfactorclosesto1.%采用一种交错并联型Boost电路拓扑来实现大功率因数矫正器，该拓扑具有输入纹波小，功率密度高等优点•对交错并联型BoostPFC进行了原理分析，包括工作过程，通过状态空间平均法建立的数学模型,以及电感电流纹波的分析.通过设计硬件电路和控制电路，制作了一台4kW的样机，测试了相关参数,结果显示交错并联型BoostPFC可实现高功率因数,功率因数接近1.期刊名称】《电子器件》年(卷),期】2016(039)006【总页数】6页(P1537-1542)【关键词】交错并联型BoostPFC狀态空间平均法;电感电流纹波;功率因数作者】艾建坤;秦会斌【作者单位】杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018;杭州电子科技大学新型电子器件与应用研究所,杭州310018【正文语种】中文【中图分类】TN46随着大功率的单相交流电源供电设备的普及，传统的单级BoostPFC的使用受到器件和成本的限制。大功率情况下，单级BoostPFC需要能够承受更大瞬时电压和电流应力的开关器件，而且当大电压和大电流经过开关器件时会造成极大的dv/dt和di/dt，从而需要大体积的电感来消除电磁干扰EMI，造成了功率密度的降低。由于单级BoostPFC的上述缺点，交错并联型Boost拓扑构成的PFC电路被提出。采用交错并联型Boost拓扑构成的PFC电路，单个开关电容可以减小4倍，开关器件的电流应力下降一半，输入电流纹波可以下降一半，同时减小了EMI[1-3],半导体器件承受的电流应力和通态损耗较小[4],从而交错并联型BoostPFC相对于单级BoostPFC更适合大功率应用场合。本文是针对电感电流连续模式的两级交错并联型BoostPFC的讨论。文中首先详细分析了两级交错并联型BoostPFC的工作原理，然后建立了相应的数学模型和分析了电感电流纹波比，最后制作了一台4kW的交错并联型BoostPFC,并进行了相关参数的测试。拓扑结构两级交错并联型BoostPFC由两个单级BoostPFC并联而成，每个单级BoostPFC分别承担50%输出功率，如图1所示。图中L1、L2为升压电感，S1、S2为开关管，VD1、VD2为升压二极管。L1、VD1和S1组成一单级BoostPFC电路，另一单级BoostPFC由L2、VD2和S2组成。交错并联型BoostPFC的控制电路和单级BoostPFC电路的控制没有本质区别[5],工作时两路开关管的驱动信号占空比大小相等，两个电路开关管的导通时刻相差180°。工作阶段分析交错并联型BoostPFC的工作状态根据占空比Dv0.5和0.5vDv1分两种情况，如图2所示，其中P1、P2分别代表开关管S1、S2的PWM波，山11、&12分别表示电感L1、L2的纹波，Ai表示输入电流纹波。当电路工作在占空比Dv0.5时，工作状态可分为四个阶段，分别是［6-7］:阶段1(tO~t1)S1导通,S2关断,VD1关断,VD2导通,L1充电，电感电流上升，L2放电，电感电流下降。阶段2(t1~t2)S1和S2同时关断，VD1和VD2导通，L1和L2同时放电，电感电流都减小。阶段3(t2~t3)S1关断,S2导通，VD1导通，VD2关断，L1放电，电感电流下降，电感L2充电，电感电流上升。阶段4(t3~t4)同阶段2。当电路工作在占空比0.5vDv1时，工作状态可分为4个阶段，分别是:阶段5(t5~t6)S1导通,S2关断，VD1关断，VD2导通,L1充电，电感电流上升,L2放电，电感电流下降。阶段6(t6~t7):S1和S2同时导通，VD1和VD2关断，L1和电感L2同时充电，电感电流都上升。阶段7(t7~t8):S1关断,S2导通，VD1导通，VD2关断，L1放电，电感电流下降,L2充电，电感电流上升。阶段8(t8~t9):同阶段6。1.3交错并联型BoostPFC建模对于交错并联型BoostPFC,本文采用状态空间平均法对其进行建模［8-9］。由于状态空间平均法的建模与电路一个周期内的工作阶状态有关，根据1.2小节的分析，交错并联型BoostPFC的状态空间建模分两种情况：DvO.5和0.5<Dv1。首先计算Dv0.5的情况。根据上面的工作阶段分析，一个周期可以分为4个阶段。其中，电感L1的感值和电感L2的感值相等，感值设为L，流经电感L1、L2的电流分别为i11(t)、i12(t)。输出电容两端电压为Uo(t)，输出电容容值为C,输入电压为Ug(t)。负载电阻阻值为R。则4个阶段的电感和电容的状态方程如下：设＜Ug(t)＞、vUo(t)＞、vil1(t)＞和vil2(t)＞分别为Ug(t)、Uo(t)、il1(t)和il2(t)在一个开关周期中的平均值，Ts为一个周期，D‘为关断占空比，其中D'=1-D。可得如下：当占空比为0.5vDv1时，用同样的方法，亦可得到式(1),由此可得交错并联型BoostPFC模型与占空比的大小情况无关，这样对以后设计交错并联型BoostPFC提供了很大的方便。加入小信号扰动，消除二次项分量后可得直流稳态方程为：由式(2)可得，直流电压增益Gdc:通过式(3)可得，交错并联型BoostPFC的直流电压增益与单级BoostPFC的直流电压增益相同。1.4电感电流纹波分析交错并联型BoostPFC变换器总的输入电流为电路中各相电流之和，各相电感电流纹波相互叠加后使总的输入电流纹波相应减小［10］。交错并联型BoostPFC工作在电感电流连续模式时，电感纹波电流与开关管的占空比D有关。如图2所示，由于开关管交错180°打开，可以看到交错后的电感纹波频率为单个电感纹波频率的2倍，纹波电流峰峰值大幅降低。总输入电流纹波&为每个电感的纹波Ail1和"2之和，当Dv0.5时，可得：联立上式可得：当0.5vDv1时，可得：联立上式可得：输入纹波电流与单个电感纹波电流比值K(D)定义为：则可得：式（6）和式（7）的曲线如图3所示，由图可知纹波电流比K（D）始终小于1,即交错并联型BoostPFC的输入纹波始终小于单级BoostPFC。并且当D=0.5时，两路电感纹波相互抵消，输入电流纹波此时为零。设计一台额定功率为4kW的交错并联型BoostPFC，基本参数为：输入电压范围为180V~260V,交流频率为50Hz，输出电压为390V,每一路的开关频率为37.5kHz。BoostPFC的升压电感设计输入功率最大和输入电压最低时,流经电感的电流最大,此时的纹波电流也最大,它必须满足设计要求［11］。由式（3）的直流电压增益可求最大占空比为：可知在Dv0.5时，根据式（6）,求得：满载时输入电流的有效值为：峰值电流为：按设计经验取得的最大纹波电流为：则每个电感的纹波电流为：则每个电感的电感值为：由于铁硅铝具有在大电流下不易饱和及低损耗的特点［12］,所以本设计采用铁硅铝磁芯。输出电容设计功率容量与电压的范围以及在AC输入掉电后需要给负载维持的时间At决定了输出电容的大小。其公式为：电流传感器的选择本设计通过电流互感器来测量电流。对于匝数比NCT不能选择的太大也不能选择的太小,如果太大的话,会有比较大的漏感和分布电容,如果选择的太小,电流检测电阻Rs会有比较大的损耗。一般匝数比的选择范围在50-200之间。本设计的电流互感器采集的电感峰值电流IL1_max_pk为：对应的峰值电流检测信号IRS为150mA,则：其中Np和Ns分别表示电Rs流互感器的原边匝数和次级匝数。本设计选择的匝数比NCT为200。电流检测电阻的选择是根据峰值电流限制电压Vs和电流互感器次级输出的峰值电流。在实际计算中，设计电流检测信号10%的PWM斜率合成，因而引入0.9的因数，这样是为了电路为轻载工作时增强对噪声的抗干扰能力。其中，Vs表示峰值电压。实际选择18Q的电阻。电压环补偿电路设计由于母线的二次谐波频率在输出电容上产生纹波，从而造成谐波失真。这个纹波通过一个电压误差放大器反馈并以三次谐波的形式在乘法器的输入端口表现出来。为了增加系统的稳定性和减少总谐波失真，电压环路必须补偿，电压环补偿电路如图4所示。其中电容Cpv是用来减小输出电压的低频纹波，从而使电压误差放大器的输出变化范围小于3%。输出阻抗Zo需要将输出电容的低频纹波电压衰减到电压误差放大器输出电压幅度△VVAO的3%以内，使输出纹波电压满足电压误差放大器输出所允许的纹波电压范围。电压环穿越频率为：令误差放大器极点频率等于电压穿越频率fcv，则电压环补偿电阻Rzv为：电容Czv用来补偿零点从而增加电压环的直流增益，使传递函数在fcv/10增加一个零点：电流环补偿电路设计对于UCC28070芯片，它具有两个完全相同的电流误差放大器，两个电流控制环路的补偿网络采用相同的补偿原则，所以补偿网络设计参数完全相同，电流环补偿电路如图5所示。电流环功率级的增益为：电流环反馈电阻为：电流环零点补偿电容为：电流环极点补偿电容为：根据电路工作原理和元件参数设计，使用TI公司的UCC28070作为控制芯片，制作了一台4kW的实验样机。通过Chroma66202电参量测试仪对样机进行测试，由于Chroma66202分析仪是通过测量ChromaA62003设备输出的交流电来进行测量电参量的，而ChromaA62003输出的最大电流为15A，故本设计用这台设备只测到了3063W。测试结果如图6所示，输入功率为3063W时，输入电压为217V，输入电流14A，PF值为0.993。表1为通过Chroma66202设备在不同功率下测得的PF值以及输出电压的大小。图7显示的是输入3700W时通过示波器测量得到的输入电压和输入电流波形，其中CH1曲线为输入电压，CH2曲线为输入电流。通过本设计测试的结果可知，交错并联型BoostPFC输出电压稳定，功率因数PF值随着功率的不断增大也不断增大，在3kW时功率因数超过0.99，满足设计要求。通过数学模型得到的直流电压增益可以得出，交错并联型BoostPFC和单级BoostPFC稳态条件下的直流电压增益相同，即Boost拓扑构成的PFC电路稳态下的直流电压增益不受并联级数的影响，这对于大功率的PFC校正提供了思路：在大功率的功率因数校正应用场合可以用多个单级BoostPFC进行交错并联[13]。通过得到的电流纹波比K(D)波形始终小于1得出，交错并联型的BoostPFC输入的纹波始终小于单级BoostPFC,并且当占空比D=0.5时电流纹波相互抵消，这方便了滤波电路的设计。通过功率部分的计算，可知交错并联型BoostPFC升压电感和输出电容设计更加简单，并且同等功率下电感感值和电容容值相对单级BoostPFC更加小，同时对开关器件的要求更低。所以交错并联型BoostPFC更加适合大功率的功率因数校正应用场合。秦会斌（1961-），男，山东泰安人，博士，教授，博士生导师，研究方向为新型电子器件设计及应用、抗电磁干扰技术，.cn 。【相关文献】杨喜军，叶芃生，龚幼民，等•单相双重并联交错BoostPFC功率开关的驱动技术[C]//第十五届全国电源技术年会论文集，2003：815-817.ChanCH，PongMH.InputCurrentAnalysisofInterleavedBoostConvertersOperatinginDiscontinuous-Inductor-CurrentMode[C]//PowerElectronicsSpecialistsConference，PESC'97Record，28thAnnualIEEE，1997，1：398-398.[3]ZumelP,GarciaO,CobosJA,etal.EMIReductionbyInterleav-ingofPowerElectronicsConferenceandExposition，APEC'04.NineteenthAnnualIEEE，2004，2：688-694.[4]ZhangXiangjun，WangBinze，DingHao，etal.StudyofCCMBoostPFCBasedonSimulink[C]//PowerElectronicsandMotionCon-trolConference（IPEMC）.7thInternational，2012，3：1756-1760.[5]姚刚，邓焰，何湘宁.零反向恢复损耗的交错并联单相APFC电路[J].电力电子技术，2006，40（2）：23-24.[6]王山山.交错并联BoostPFC变换器的研究[D]•浙江大学，2010.[7]陈文明，黄如海，谢少军•交错并联BoostPFC变换器设计[J]•电源学报，2010（4）:63-67.[8]张卫平.开关变换器的建模与控制[M].北