LTE物理层名词解释

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PCI:physicalcellidentity跳频：

1）只有pusch有跳频？

2）调频分为模式1/模式2，类型1/类型2以及所谓的pattern都什么意义？

1.是的，上行基本上都是LVRB的方案，相比DVRB就少了频率分集的增益，因此用HOPPING来弥补.

3.Pattern是使用跳频时，PRB映射的计算方法，公式请参考36.211-5.3.42.模式是指“Inter-TTI/subframeHopping“和“Intra-TTIHopping\

TYPE1/2是跳频时资源分派方式的不同，TYPE1由UL-GRANT和subframeindex,slotindex决定。Type2由UL-GRANT和上面3里面的pattern来决定。请参考36.213-8.4

UE假使正在通过PUSCH发送上行数据，那么L1，L2层的上行控制信令就需要与PUSCH的数据复合在一起，通过PUSCH进行传输。也就是说，对于同一个UE而言，PUCCH和PUSCH不能同时进行传输，由于这样会破坏上行的单载波特性。PUSCH的存在，说明已经分派了上行的资源，因而SR不需要在PUSCH中传输。需要通过PUSCH进行传输的信令包括HARQ和CQI（包括RI，PMI等）。PUSCH中控制信令与数据的复用如下图所示：

从上图可以看出，PUSCH中的复用，控制部分（ACK/NACK,RI等）在每个子帧的前后两个时系内都存在，这样的配置使得当Slot之间存在跳频的时候，控制信令能够获得频率增益。ACK，NACK围绕在DMRS的两侧，最高频率端的位置，最多占据4个SC－FDMA符号。DMRS的两侧可以使得ACK，NACK获得最确切的信道估计。RI的位置在ACK，NACK的两侧，无论在相应的子帧内，对应位置

上的ACK，NACK是否真正传输了数据。也就是说，即使ACK，NACK没有传输数据，RI也不能占据相应的位置（此时ACK，NACK位置发送的将是未被打孔的数据，如下所述）。CQI，PMI放置在PUSCH频率开始的位置，分布在PUSCH子帧内除去DMRS外的所有符号上。

一般来说，eNodeB知道UE会在特定的子帧内发送ACK（或NACK），因而可以将相应PUSCH内的数据和ACK（或NACK）进行解复用。但是，在某些状况下，假使UE未能正确地解调出下行的PDCCH，就可能出现eNodeB等待UE的ACK（或NACK）而UE并不发送的状况。这样，假使UE的速率匹配依靠于ACK（或NACK）的发送，就可能导致PUSCH解码的失败。为此，LTE中PUSCH中HARQ的反馈采用了在UL－SCH的数据流中打孔的机制。

CQI的状况则有所不同，CQI的上报可以分为周期性和非周期性两种。对于非周期的CQI上报，eNodeB通过在调度授权中设置相应的CQI位来通知UE上报CQI，因而，对于PUSCH中CQI的发送于否，eNodeB和UE是同步的。对于周期性的CQI上报而言，eNodeB和UE是通过上层的RRC信令来协商CQI的上报的，因而eNodeB也会了解UE会在哪些子帧来发送CQI。因而，在LTEPUSCH中数据的速率匹配依靠于CQI的存在与否。

CQI，PMI的调制方式和PUSCH中的数据采用的调制方式一致，ACK/NACK和RI的调制方式要满足符号级的Euclidean距离最大（Section,3GPP36.212）。ACK，NACK和CQI的编码方式有如下几种：

?repetitioncodingonly:1-bitACK/NACK;

?simplexcoding:2-bitACK/NACK/RI;

?(32,N)Reed–Mullerblockcodes:CQI/PMI

Table6.1.7:StandardizedQCIcharacteristics

ResourcePriorityPacketPacketExampleServicesTypeDelayErrorBudgetLoss(NOTE1)Rate(NOTE2)12100ms10-2ConversationalVoice(NOTE3)24150ms10-3ConversationalVideo(Live(NOTE3)GBRStreaming)3350ms10-3RealTimeGaming(NOTE3)45300ms10-6Non-ConversationalVideo(NOTE3)(BufferedStreaming)51100ms10-6IMSSignalling(NOTE3)6Video(BufferedStreaming)-6(NOTE4)6300ms10TCP-based(e.g.,,e-mail,chat,ftp,p2pfilesharing,progressivevideo,etc.)7Non-GBRVoice,-3(NOTE3)7100ms10Video(LiveStreaming)InteractiveGaming8(NOTE5)8Video(BufferedStreaming)-6300ms10TCP-based(e.g.,,e-mail,chat,ftp,p2pfile99sharing,progressivevideo,(NOTE6)etc.)

ARP是分派和保存优先级(AllocationandRetentionPriority)。ARP同时应用于GBR和Non-GBR承载，主要应用于接入控制，在资源受限的条件下，决定是否接受相应的Bearer建立请求。另外，eNodeB可以使用ARP决定在新的承载建立时，已经存在承载的抢占优先级。一个承载的ARP仅在承载建立之前对承载的建立产生影响。承载建立之后QoS特性，应由QCI、GBR、MBR等参数来决定。QCI为了尽可能提高系统的带宽利用率，EPS系统引入了集聚的概念，并定义了

AMBR（AggregatedMaximumBitRate）参数。AMBR可以被运营商用来限制签约用户的总速率，它不是针对某一个Bearer，而是针对一组Non－GBR的Bearer。当其他EPS承载不传送任何业务时，这些Non-GBR承载中的每一个承载都能够潜在地利用整个AMBR。AMBR参数限制了共享这一AMBR的所有承载能所能提供的总速率。

3GPP定义了两种不同的AMBR参数：UE-AMBR和(APN)-AMBR。UE－AMBR定义了每个签约用户的AMBR。APN-AMBR是针对APN的参数，它定义了同一个APN中的所有EPSBearer提供的累计比特速率上限。AMBR对于上行和下行承载可以定义不同的数值。

LTE中，SRB（signallingradiobearers—信令无线承载）作为一种特别的无线承载（RB），其仅仅用来传输RRC和NAS消息，在协议36.331中，定义了SRBs的传输信道：

——SRB0用来传输RRC消息，在规律信道CCCH上传输

——SRB1用来传输RRC消息（可能会包含piggybackedNAS消息），在SRB2承载的建立之前，比SRB2具有更高的优先级。在规律信道DCCH上传输.

——SRB2用来传输NAS消息，比SRB1具有更低的优先级，并且总是在安全模式激活之后才配置SRB2。在规律信道DCCH上传输.

下行piggybackedNAS消息仅仅使用在附着过程（例如连接成功/失败）：承载的建立/修改/释放。上行的piggybackedNAS消息在连接建立期间初始化NAS消息（也就是发起连接建立，MSG3）

注：通过SRB2传输NAS消息也是被包含在RRC消息中的，但是这些NAS消息不包括任何RRC协议控制信息，只是在RRC消息传输的时候包含在RRC中，相当于此时RRC是一个载体的形式。

一旦安全模式被激活，所有SRB1和SRB2的RRC消息（包括某些NAS或者3GPP消息），都会通过PDCP来进行完整性保护和加密，NAS只是单独对NAS消息进行完整性保护和加密。换句话说，LTE存在的2层加密和保护：NAS只进行控制信令的加密工作，而PDCP同时进行控制平面和数据平面的完保和加密工作，

SRB2的使用还要注意联系一点就是：它是建立在专用承载基础上的，使用DCCH规律信道注：

rrcConnectionReqest是在SRB0上传输的，SRB0一直存在，用来传输映射到CCCH的RRC信令。

UE收到NodeB的rrcConnectionSetup信令后，UE和NodeB之间的SRB1就建立起来了。

eNodeB向UE发送RRCConnectionReconfiguration消息，建立SRB2和DRB

由于EPS的接入网结构更加扁平化，即由UMTS的RNC和NodeB两个节点简化到只有eNodeB一个节点，从而在QoS的结构上也有所变化。演进系统的QoS结构相比UMTS进行了简化。同时由于希望更好地实现―永远在线‖，在QoS中也引入了默认承载等新概念。EPS的QoS在核心网主要为将IPQoS映射到承载的QoS等级指示(QoSClassldentifier，QCl)上；在接入网主要是将S1接口上传输的QCI对应到eNodeB应执行的QCI特征(QCICharacteristics)上。EPS承载指为在UE和PDN之间提供某种特性的QoS传输保证，分为默认承载和专用承载。

默认承载：一种满足默认QoS的数据和信令的用户承载。默认承载可简单地理解为一种提供尽力而为IP连接的承载，随着PDN链接的建立而建立，随着PDN的链接的拆除而销毁。为用户提供永久在线的IP传输服务。

专用承载：专用承载是在PDN链接建立的基础上建立的，是为了提供某种特定的QoS传输需求而建立的（默认承载无法满足的）。一般状况下专用承载的QoS比默认承载的QoS要求高。专用承载在UE关联了一个UL业务流模板

(TrafficFlowTemplate，TFT)，在PDNGW关联了一个DLTFT，TFT中包含业务数据流的过滤器，而这些过滤器只能匹配符合某些准则的分组。

GBR／Non-GBR承载：与保证比特速率(GuaranteedBitRate，GBR)承载相关的专用网络资源，在承载建立或修改过程中通过例如eNodeB的接纳控制等功能永久分派给某个承载。这个承载在比特速率上要求能够保证不变。否则，不能保证一个承载的速率不变，则是一个Non-GBR承载。对同一用户同一链接而言，专用承载可以是GBR承载，也可以是Non-GBR承载。而默认承载只能是Non-GBR承载。专用承载和默认承载共享一条PDN链接（UE地址和PDN地址），也就是说，专用承载承载一定是在默认承载建立的基础上建立的，二者必需绑定。一个EPS承载是UE和PDNGW间的一或多个业务数据流(ServiceDataFlow，SDF)的规律聚合。在EPC／E-UTRAN中，承载级别的QoS控制是以EPS承载为单位进行的。即映射到同一个EPS承载的业务数据流，将受到同样的分组转发处理(如调度策略、排队管理策略、速率调整策略、RLC配置等)。假使想对两个SDF提供不同的承载级QoS，则这两个SDF需要分别建立不同的EPS承载。

在一个PDN链接中，只有一个默认承载，但可以有多个专用承载。一般来说，一个用户最多建立11个承载。每当UE请求一个新的业务时，S-GW／PDNGW将从PCRF收到PCC规则，其中包括业务所要求的QoS。假使默认承载不能提供所要求的QoS时，则需要另外的承载服务，即建立专用承载以提供服务。

MME／S-GW从PCEF收到需要传输的端到端业务的详细内容，并可将具有同样业务级别(TrafficClass)的端到端业务组合到一起，对这些业务级别产生一个聚合的QoS描述(至少包括比特速率)。每个SAE，承载业务都会给eNodeB传送一个相应的QoS描述。当一个端到端业务正在启动、终止或修改时，MME／UPE接收到相

关的信息，则更新聚合的QoS描述并将它转发给eNodeB。LTE和MME／S-GW一样，都执行端到端业务IP流到SAE承载服务的映射。为了能够区分属于不同SAE承载服务的分组，eNodeB和MME／S-GW需知道对一个SAE承载的聚合QoS描述。eNodeB使用这个聚合QoS描述对下行进行调度、对上行进行管辖；MME／S-GW用这个聚合QoS描述对上行和下行进行管辖。在下行方向，eNodeB根据SAE承载业务的聚合QoS描述处理IP分组。在上行方向，eNodeB依据承载业务的聚合QoS描述管辖每个IP分组。

RRU内部名词

理解无线通信中各RF指标参数的意义、物理概念以及其测量方法与原理，如Power,EVM，ACLR，PCDE，PVT,

SEM,CCDF,blocking,receivesensitivity,frequencyerror,IM,NF等；

熟悉常见RF仪器仪表的使用以及工作原理，如信号源（模拟&数字调制），频谱仪/信号分析仪，矢网，功率计，噪声分析仪等；

RRU(RemoteRadioUnit)

了解基站收、发信机结构及功能电路框图，如正交调制/解调器，混频器，锁相源，放大器（包括低噪放，功放），重建/抗混叠滤波器，ADC/DAC，数字上下变频DUC/DDC以及载波合并/分开，数字预失真电路等；

PAU(PowerAmplifierUnit)

了解模拟和数字Doherty功放的原理及电路框图，模拟预失真技术，前馈线性技术的原理及框图结构，了解峰均比（PAR）、压缩因子（CF）等概念，理解纹波（ripple），相位（Phase）等测试参数。

FU(FilterUnit)/ASC(AntennaSystemController)

了解腔体滤波器，双工器的工作原理，了解低噪声放大器（LNA）的工作原理，理解噪声系数（NF）、三阶交调（IM）、插损（IL）、隔离（ISO），群时延（Groupdelay）等参数及测试方法，了解驻波检测电路（VSWRreceiver）及FSK/OOK调制解调器的工作原理。

CRSandSRS

LTE系统发展到现在的R10版本主要有以下几种导频：

1.Cell-specificRS：小区专有导频，简称CRS：小区专有导频也就是常说的公共导频，他的用途很广，控制信道的信道估计解调用的都是CRS，CRS的用途还包括传输模式1-传输模式6的解调，RSRP一级RSRQ的测量等等。

2.端口5的UE-specificRS：UE专有导频，用于传输模式7的业务解调。

3.端口7-14的DM-RS：用于传输模式8-传输模式9的业务信道的解调，R9以及R10中引入的导频，可以支持最大达到8层的业务解调，还可以支持MU-MIMO的发送。

4.端口6的定位导频：用于终端的定位。

5.信道状态信息测量导频，CSI-RS：用于信道信息CQI，PMI，RI等信息的测量，最大可以支持8个端口的测量。

6.探测导频信号，SRS-RS：主要用于上行信道的测量，用来支持UE上行的调度。

CRS是Cell-specific的，在系统频带内的任一个RB上都有CRS，通过它可以计算各种CQI（基于全频带的，子带的或者RB的），但是DRS只在用户分派到的PDSCH的RB上有，而且还是预编码的，也就是说只能计算这些RB上的

CQI，而且还是在选定某个方向上的。因此一般DRS制作解调用，不错测量。这也是目前LTE-A把RS分为两类的原因（DM-RS、CSI-RS）。

CSI-RS,这是什么参考信号,211当中没有看到啊

CSI包括CQI/PMI/RI，是R10新定义的下行用于测量的导频，211只适用于R8，不会有的。

在上行，PUCCH和PUSCH有各自的DRS

Twotypesofuplinkreferencesignalsaresupported:

-Demodulationreferencesignal,associatedwithtransmissionofPUSCHorPUCCH

Db

db,dbm,dbfs2023-02-0112:36

dBFS的全称是\，翻译成中文就是―满量程分贝‖。它是在有最大可用电平的数字系统中使用的dB幅度电平的简写。0dBFS指最大可用电平。需要注意一下的是这个系统中最大电平指的是峰值还是rms值，这是会造成区别的。一个数字系统的动态范围是指满幅信号电平和底噪rms的比值。理论上的动态范围由下式给出：

DR=SNR=20log10(2^n)=6.02n

上式基于量化噪声是均匀分布的状况。当该条件满足时，一个16bit的量化将产生96.33dBFS的动态范围。

dBFS由JamesColotti在二十世纪八十年代首先提出。JamesColotti是一名模拟电子工程师，他是评估高速ADC、DAC的先驱。1987年，在他的文章―DigitalDynamicAnalysisofA/DConversionSystemsthroughEvaluationSoftwarebasedonFFT/DFTAnalysis‖中，术语dBFS第一次正式出现。参考资料：

电学中分贝与放大倍数的转换关系为：

=10*log(Px^/Py^)=10*log(Px/Py)^=20*log(Px/Py)

就这样，问题解决了，和前面的公式不同之处，就是乘了20。

这就是dBSPL的公式，当我们谈论―分贝‖的时候，99%说的都是它；我们在各种测量表上看见的dB，其实就是dBSPL，只不过没人说这个的时候总是带上SPL三个字母。（有的可能是怕麻烦，但多数生怕是不知道，嘿嘿……不过你现在知道了）

那么当我们使用声压作为测量单位的时候，我们选用的―参照数‖就是0.00002帕斯卡了，接近于我们所说的普通人能听见的最小的声音响度，带入方才得到的公式，我们来看看：

dBSPL=20*(P/0.00002Pa)由于log1=0，所以：

20*log(0.00002Pa/0.00002Pa)=0dBSPL

请注意，你应当注意到了，假使我们取一个和参照数一致的值，那么我们总会得到―0dB‖，无论是什么类型——dBm,dBu,dBV,dBFS...都是如此！还有，你可能会有疑问0.00002帕不是几乎听不到么？怎么是0dB呢？对呀！0不就是等于没有么？哦，我明白你的意思了，你在计算机里经常看见0dB代表的是峰值表的最高值吧？嗬嗬，那是由于数字电路和我们现在所说的状况是有区别的，别慌张，我等一下会讲到。

我们能忍受的最强的声压大约是20帕，你试试用分贝表示一下看看？应当如下：

20*log(20Pa/.00002Pa)=120dB

怎样，还记得物理课说过的吧？超过120分贝的声音，我们就无法忍受了，这个值就是这么算的。

讲到这里，我们应当复习一下，我相信一大堆的公式和计算已经让你头昏昏了吧？没方法，为了说明白，我只能这样做，然而你只需要看明白就可以了，你需要记住的也就是下面这两个：

dB=10*log(x/y)以声响作度量单位时计算分贝的公式，单位应当是W/m^

dB=20*log(x/y)以声压作度量单位时计算分贝的公式，单位应当是Pa太棒了，到此为止，你已经知道分贝终究是个什么东西了，然而我们今天的这一课却还没有终止，由于我们还不知道dBu,dBv,dBV,dBm,dBVU,dBFS这些东东的意思。不过有了以上的基础，你明白这些小东西只是时间的问题，让我们先从原理开始：

我们已经明白了分贝的含义，应当特别注意的是：分贝表示的是两个一致类型的数据之间的比（类型要一致，这一点很重要，你不能拿瓦特和伏特直接进行比较）。在这两个数据里，其中的一个我们把它叫做―参照数‖，我们即是通过把测量到的数值和参照数代入公式进行计算来得到相应的分贝值的。譬如之前我们已经使用过声压作为测量单位，那是我们选取的参照数是0.00002帕斯卡。我们最终得到的分贝值，我们称之为\。也就是说，dB后面不同的字母指示的就是我们用什么作为测量单位来得到这个分贝值的。用声压，那么就是SPL(SoundPressure

Levels)。这样解释应当十明显确吧？假使你看懂了，那么我就来一个一个地解释其他和dB有关的单位。

dBm和dBVU

我们已经探讨过用功率测量得到分贝值的方法，那时我们说的是声音的功率，单位是瓦特。不过我们知道，除了声音之外，还有好多现象可以产生功率的，譬如说电。

很久以前，在发光二极管和液晶显示屏尚未诞生的―古代‖，工程师们依靠一种叫做VU表的设备来完成他们的工作。VU表看起来就像一个驾驶室里的速度表，用一个指针以顺时针方向指示通过此题的电流增量。VU是\的简写，意即：音量计量单位。

VU表的问题是每一个VU表都不一样！直到上世纪30年代末，一群工程师们坐在一起决定统一一下VU表的计量规范，这个问题才得以解决。他们确定的标准是：当电流的功率为1毫瓦（1mW），VU表指示0dB。换句话说：0dBm=0dBVU。dB后面的m就代表毫瓦。dBm也是以功率为单位测量的，参照数是1mW。

dBm=10*log(功率/1mW)

这样，我们就可以很简单得用dBm来表示电流功率的变化了。还记得么？当测量值和参照物相等的时候，dB值总是为0吗？所以了：

10*log(1mW/1mW)=10*log(1)=0dBm

当VU表的指针指向+3dBm的时候，功率增加了一倍，怎么算的？这样：10*log(2mW/1mW)=10*log(2)=3dBm我说过了，至少你要准备一个科学计算器，对数是不好心算的。

那要是指向-6dBm呢？

10*log(0.25mW/1mW)=10*log(0.25)=-6dBmdBu（也叫做dBv）

再回忆一下高中物理吧。功率(P)还可以用电压(V)和电阻(R)之间的关系来表示：

P=V^/R电阻的单位是欧姆(Ω)

方才探讨dBm的时候，参照数是1mW。这个标准是在上个世纪三十年代设立的。在那个时候，所有音频设备的输入阻抗都是600欧姆，磁带录音机，调音台，前置功率放大器……只要有插头，那么从火线到接地之间的电阻就是600欧姆。

那么，当电阻为600欧姆的时候，需要多大的电压才能产生1mW的功率呢？用方才的公式计算一下：

P=V^/R

0.001W=V^/600ΩV2=0.001W*600Ω

V=sqrt(0.001W*600Ω)sqrt是开平方，我不知道怎么打这个符号。V=0.775V

答案是0.775伏特。那么，当所有的设备的输入阻抗还是600欧姆的那个年代，计算dBu时所用到的参照数就是0.775V，也就是说，dBu就是以电压为测量单位是计算出的分贝值。不过我们又注意到，方才的公式里电压是平方数的哦。根据前面的经验，我们知道怎么处理这个问题：

dBu=20*log(被测电压/0.775V)

假使你很细心的话，大约你会觉得奇怪：为什么是dBu而不是dBv呢？其实呀，很早以前人们是直接用dBv来表示的，只不过后来人们发现dBv和dBV太简单让人混淆了，于是就用小写字母\来代替小写字母\了。假使你还能看到dBv，那么它的意思就是我们今天讲到的dBu——除非写dBv的人搞不明白他终究想说什么！

那么，和dBv混淆的dBV又是怎么回事呢？

很长一段时间以来，人们所用到的音频设备都是输入阻抗为600欧姆的，到了今天我们才会遇见一些更高阻抗的设备，譬如说10000Ω。电阻越高，电路花费的功率就越低。（根据上面的公式，我们知道功率和电阻成反比）

还记得dBu使用的参照数是0.775V吧？好多工程师认为这个数字实在是太麻烦了，但由于那时候所有的设备都是固定的输入阻抗，因此使用0.775V作为参照数也就顺理成章了。设备不改进，这个参照数也就不能变，但是为了使用便利，一个新的参照数还是很快发展了出来——顺带产生了新的分贝单位dBV。这个参照数是1V：

dBV=20*log(被测电压/1V)

其实dBV和dBu十分相像，只是参照数不同罢了。

现在顺便说说所谓―专业级‖和―用户级‖设备之间的区别。你可能早就知道了，专业级设备是+4dBu而用户级设备是-10dBV，当然这其实是很荒诞的，哈哈。我们方才已经看到了dBu和dBV都是通过比较电压来计算分贝值的，除了参照数不同，它们没有任何区别。所谓专业级，是指这些设备的使用者多是一些―大叔‖（由于标准早嘛，使用的人当然大多数―资格‖也都比较老）。事实上，仅凭这两个参数就断定设备的―级别‖未免太过武断了，在任何场合这两种规格的设备都可以很好地完成工作要求。我觉得吧，在这方面我们应当多多发挥人的主观能动性。设备之间的硬性区别我们心中有数就可以了，但如何使用我们把握的知识让你手中的设备发挥最大的潜能才是我们应当追求的境界。设备不好是个钱的问题，有了好设备做不好音乐那就是人的问题了，钱的问题可以解决，人的问题不好解决呀！在我们海峡对面有个小岛，上面的人虽然不多，但是搞音乐的却不少，我们承认他们的音乐发展得不错，但并代表他们搞音乐的人水平就都很高，在他们那里有个鸟论坛，上面就有些鸟人大言不惭的就―专业‖和―用户‖设备的区别大放狗——那个什么气！让我这个海峡另外一边的菜鸟（顺便说一句，那里有好多人都认为海峡这边的人比他们差的远了）都有些看不下去了……本是同根生啊~但谁让现在是这么个形势呢？为了让海峡这边的同志不要也像他们一样看起来―专业‖，其实很―操蛋‖，所以我才写下这一段话——应当说，促成我写这篇文章，有很大的原因也是为了这个！

好了好了，话题扯远了，我们来看看+4dBu和-10dBV终究有什么区别吧：+4dBu=20*log(被测电压/0.775V)被测电压=1.228V

-10dBV=20*log(被测电压/1V)被测电压=0.3162V

20*log(1.228V/0.3162V)=11.79dB

假使你有这两种设备，你可以做一个检测：连接-10dBV的输出到+4dBu的输入，然后读一下+4dBU的VU表，是不是11.79dBVU？

dBFS

最终我们来看看和我们联系最密切的dBFS。dBFS的全称是\（全分贝刻度）——是一种为数字音频设备创立的分贝值表示方法。

这个家伙和其他几个弟兄不太一样了，它的参照数不是最小的一个，也不是中间的某一个，而是最大的一个！也就是说\是数字设备能够到达的最高响度水平。此外所有的值都会小于这个数值——都是负数。这就是为什么我们在电脑上看到的峰值表的最高刻度都是\，并且指针永远不会读出更高的数字。

但是，为什么会这样呢？要解释这个问题，我们要简单说一下数字音频的存储原理。我们用16bit的数字音频为例：\的意思是，采样信号以16位二进制数字来存储。二进制数字就两个：\和\。所以，最大的值就是1111111111111111（二进制，换算成十进制是65536），因此，计算dBFS的公式就是：

dBFS=20*log(采样信号/1111111111111111)

这样就很简单解释为什么不能超过\了，由于dBFS的参照数是最大值，所以：

20*log(1111111111111111/1111111111111111)=0dBFS

那么最小的呢？除了0之外，16位二进制最小的数字是：0000000000000001，那么：

20*log(0000000000000001/1111111111111111)=-96dBFS

知道为什么你看见的峰值表都是从0dB到-96dB了吧？接下来，你可以自己算出24bit，32bit数字音频的动态范围了，我告诉你一个，24bit数字音频的动态范围是144dB。还是你自己试试吧？（别忘了要先把二进制转换成十进制，我可不会用二进制算对数！^^）

至此，这篇文章的内容就差不多都写完了，时间仓促，有疏漏之处在所难免，欢迎大家指正……然而，我回过头去看看前面的内容，总觉得还有一些东西可以写的，但是又不能操之过急。诚然，这篇文章不是很好读懂，但希望大家能够花点心思读读看，我敢向你保证：有百利而无一害！假使你认为你已经读懂了，麻烦你把文章最前面的几个问题试着解一下，假使大家都能解出来，说明我写得还算明白，那我就不用再多做解释了；假使有好多问题，那我的担忧还是有道理的，我会写关于分贝的另外一篇文章，解决这些问题，就算是一篇补遗吧。（毕竟是什么问题，我先不说，免得大家偷懒，不自己发现自己的问题，嘎嘎）

最终我要感谢我方才说的那个鸟论坛，还有上面的一些鸟人，是你们给了我写下这篇文字的原动力；同样还要感谢某效果器（忘了，好像是PSPVintage）的说明文档，正由于这篇文档解释的不全面，才让我有机遇拜读LionelDumond的文章（大家可以去ProRec搜一下，E文的）；最终才要感谢（这次是真正感谢）LionelDumond，没有你的好文字，我也不会懂得分贝毕竟是个什么东西！嗬嗬~~~

GOS、RSSI、Eb/No、Eb/Io、dB、dBi、dBm的概念

GOS：GradeofService（服务等级，服务质量）主要是指覆盖概率、阻塞率等。

RSSI：接收信号强度，是指接收机处信号的功率大小。

Eb/No、Eb/Io：系指同一概念，就是信噪比，这是一个衡量系统解调处理能力的指标。对具体业务，所要求的信噪比越低，则系统的容量和覆盖就比较好。

dB是功率的比值取对数的结果。（如增益，抑制度ACPR）

dBi是天线方向性的一个指标，天线增益一般用dBi或dBd表示。dBi是指天线相对于无方向天线的功率能量密度之比；

dBd是指相对于半波振子Dipole的功率能量密度之比，半波振子的增益为2.15dBi，因此0dBD=2.15dBi.

射频信号的功率常用dBm，dBW表示，它与mW，W的换算关系如下例如信号功率为xW，则用dBm表示其大小时：例如1W=30dBm，等于0dBWdBm

dBm是一个考征功率绝对值的值，计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。[例1]假使发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。[例2]对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。2、dBi和dBd

dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.15。

[例3]对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。

[例4]0dBd=2.15dBi。

在多天线传输的状况下，同一子帧内，PSS和SSS总是在一致的天线端口上发射，而在不同的子帧上，则可以利用多天线增益，在不同的天线端口上发射。

至此，UE可以进一步读取PBCH了。PBCH中承载了系统MIB的信息。时域上，在一个无线帧内，PBCH位于Slot1的前4个OFDM符号上（对FDD和TDD都是一致的，除去被参考信号占据的RE）。在频域上，PBCH与PSCH、SSCH一样，占据系统带宽中央的1.08MHz(DC子载波除外)。这样在未知系统带宽的状况下，UE也可以快速地捕获PBCH的信息。所不同的是，此时已取得确切同步，PBCH不需要像PSCH、SSCH那样在信道两侧保存空闲子载波，而是全部占用了带宽内的72个子载波。

PBCH信息的更新周期为40ms，在40ms周期内传送4次。这4个PBCH中每一个都能够独立解码。通过解调PBCH，可以获得：

（1）：系统的带宽信息。系统的带宽信息是以资源块个数的形式来表示的，有3个比特。LTE（Rel.8）支持1.4M到20M的系统带宽，对应的资源块数如下图所示

（2）：PHICH的配置。

在PBCH中使用lbit指示PHICH的长度，2bit指示PHICH使用的频域资源，即PHICH组的数量(每个PHICH组包含8个PHICH)。

（3）：系统的帧号SFN。系统帧号SFN的长度为10Bit，在0到1023之间取值。在PBCH中只广播SFN的前8位，因此，PBCH中的SFN只是在40ms的发送周期边界发生变化。通过PBCH在40ms周期内的相对位置就可以确定SFN的后两位。

（4）：系统的天线配置信息。系统的天线端口数目隐含在PBCH的CRC里面，通过盲检PBCH的CRC就可以确定其对应的天线端口数目（AttennaPorts）。

PBCH的MIB中只携带了十分有限的信息，更多的系统信息是在SIB中携带的。SIB信息是通过PDSCH来传送的。

UE需要读取PDCCH中的控制信息，才能够正确解调PDSCH中的数据。为了读取PDCCH，首先必需了解PDCCH在子帧内占用的符号数目，这是由PCFICH来决定的。

状况下，每个天线使用其中的一个导频图谱，也就是一个天线端口（我理解这也是为什么把导频叫做天线端口的原因~）。p=4时表示的是MBSFN参考信号，与MBSFN传输相关联，具体MBSFN是什么我也不知道...p=5表示的是用户终端专用导频，（UE-specific），是用来做beamforming专用的。

0引言

LTE（LongTermEvolution）项目是3G的演进，它改进并加强了3G在接入网，数据链路层以及物理层等技术，并且采用OFDM和MIMO作为其主要演进技术[1]。

LTE系统将设计可以适应宏小区、微小区、热点等各种环境的MIMO技术。基本的MIMO模型是下行2×2,上行1×2个天线。同时也正在考虑更多的天线配置（如4×4）的必要性和可行性。具体的MIMO技术尚未确定，目前正在考虑的方法包括空间复用、空间多址、预编码、自适应波束形成、智能天线以及开环分集（主要用于控制信令的传输，包括空时块码和循环位移分集等。上行将采用一种特别的被称为虚拟（Virtual）MIMO的技术，此项技术可以动态地将用户终端配成一对。两个UE各有一个发射天线，并共享一致的时—频域资源，进行虚拟的MIMO发送，从而提高上行系统的容量。

在LTE系统中MIMO技术分为发射分集技术和空间复用技术。当UE高速移动时，无法获得信道质量信息，利用发射分集技术能够获得链路性能。发射分集对于那些对延迟敏感的服务也是很有帮助的。然而，发射分集无法提高峰值速率，由于发射分集只能传输单个码流。通过利用MIMO空间复用技术，在eNB和UE之间传输多个数据流，eNB的多个发送天线和UE端的多个接收天线能够获得更高的峰值速率。因此，通过利用更大的传输带宽和更高阶的调制方式，LTE系统利用MIMO空间复用技术可以获得更高的峰值速率。由于UE在良好的信道条件下能够从多个数据流获得增益，故MIMO空间复用技术能够提高小区容量和吞吐量[2]。同样的，通过对多个发送天线的信号进行预编码，系统中条件不好的UE也可以获得波束赋形增益。

在LTE系统中MIMO空间复用是由两部分来实现的，即层映射和预编码。本文其次部分陈述MIMO信道容量原理；第三部分分析层映射的算法，第四部分和第五部分重点介绍预编码的原理和实现过程；接下来介绍利用PC20X系列芯片实现MIMO空间复用的设计和结果分析；最终一部分是对本文的总结。

1MIMO信道容量

MIMO信道包含了发送天线到接收天线的信道增益和相位信息。

在低信噪比条件下，MIMO系统容量与接收天线的数量成线性，同样在高信噪比的状况下，信道容量与minn成线性。因此，不管信噪比是多少，M×N的MIMO系统都与minn成正比。为了达到自由度为minn，需要矩阵为全秩矩阵。在一些非全秩矩阵的状况下，例如相关天线和视距传播（LOS），矩阵自由度会进

一步受限。

2码字和层映射

最大的层数ν也叫做码流数等于MIMO信道的自由度minn，MIMO的层数也就是MIMO系统的秩，对于P个发送天线端口，秩小于等于天线数minP≥n，通过选取P×P的预编码矩阵的列子集进行预编码。MIMO码字将分别进行信道编码和调制，转化成信息块在单层或者多层上进行传输。

2.1单码字和多码字

在LTE系统中，将会考虑单码字和多码字方式。在单码字状况下，首先进行CRC，再进行信道编码和调制。进过编码和调制的信号符号将解复用在多个天线端口上进行传输。在多码字MIMO传输中，信息块解复用为更小的信息块。这些小信息块首先进行CRC添加，再分别进行信道编码和调制。可以看到在多码字的MIMO传输中，不同的码流使用不同的调制方式和信道编码方式，这种方法叫做MIMOPARC（perantennaratecontrol），另外，多码字传输允许使用更加有效地前向解码干扰消除，即通过MMSE-SIC接收机实现。也就是仅仅在码字完全接收到之后才可以删除，避免在删除过程中产生任何的干扰传播。

单码字方式利用最大似然（ML）接收机能够达到与MCW多码字采用连续干扰消除接收机（SIC）一样的效果。在标准制定阶段，对单码字和多码字方式的性能和繁杂度做了详细的探讨。一般来说，MMSE-SIC接收机需要更大的缓冲区域，由于只有当第一个码字能够正确解调和解码后才能对其进行删除工作。相反，ML接收机同时解调所有MIMO层，其代价是增加了处理过程和规律繁杂度。通过利用基于Turbo码块的SIC，MMSE-SIC接收机所需要的缓冲区域能够减小。根据信号发送成本，单码字方式有一个优势，即需要UE反馈单个HARQ和单个CQI信息。同样的，只有调制、信道编码以及混合ARQ信息需要在下行传输。在多个码字的状况下，每个码字都进行混合ARQ操作，这就需要在上行和下行中发送更多的信息。在MIMOPARC方式下，使用不同的调制方式和编码方案，每个码字都需要提供CQI的信息。同样的，传输码块的大小和MCS需要在下行进行发送。

SCW相比于MCW方式具有分集增益，由于单个码字在所有的MIMO层上发送。在MCW方式下，有一些码字可以正确传输，而另一些码字由于在MIMO层上信道质量发生跳变，会出现错误。为了在MCW模式下获得分集增益，引入了大时延CDD，这是由于大时延CDD方式使每一个码字都可以在尽可能多的MIMO层上进行传输。

对SCW和MCW方式，经过综合评估接收机的繁杂度和信号处理方面的繁杂度，最终决定，采用单码字和多码字的综合方式，把最大码字数定为2个。

2.2层映射

在SCW模式下，单码字经过调制后的符号映射到MIMO的所有层上，因此码字到层映射的问题就比较简单了。在单纯的MCW模式下，码字数等于MIMO

层数，这样每一个码字映射到一层。

在LTE系统中，支持的最大码字数为2，秩为2或者更大。在秩为2的状况下，码字到层直接映射，由于这时码字数等于MIMO层数。因此码字1映射到层1，而码字2映射到层2。在秩为3的状况下，层数大于码字数量。因此，其中一个码字需要映射到一层，而另一个码字需要映射到两层。这种状况下，有两种可能，即映射方式包括1-2方式和2-1方式。在1-2映射方式下，码字1映射到层1，码字2映射到层2和层3。在2-1模式下，码字1映射到层1和层2，码字2映射到层3。在假设三层统计上是平等的，并且没有确定的干扰消除顺序的条件下，1-2映射和2-1映射方式是平等的。

现在探讨MIMO层数为4（ν=4）的一些问题。对于1-3映射方式和2-2映射方式毕竟选择哪一种，进行了猛烈的探讨。在1-3映射方式下码字1在层1上传输，而码字2在层2,3,4上进行传输。在对称2-2映射方式下，码字1映射到层1和层2，码字2映射到层3和层4。SIC接收机的结构如图2.3所示。1-3映射模式接收机需要相对小一些的缓冲空间，由于相比于2-2映射模式接收机，它能够更快的丢弃接收到的信号。这是由于它在解码两层数据的时间是解码单层数据的两倍，所以复数接收符号会更快丢弃，就会利用更小的缓存区间。

假使Turbo解码器是完全一致的，则在繁杂度上没有什么不同。然而，假定所有的层都能够达到最大的数据速率，并且turbo解码器由于平行解码电路数量决定了只有有限的平行处理器，解码一层的数据所需要的时间要小于解码两层的时间。另外，2-2接收机需要一个层2的额外的结构，和2个SIC减法器，而在1-3映射模式下只需要1个SIC减法器。在1-3映射模式下，UE总是删除秩为3（1-2映射）和秩为2（1-1映射）中的第一层，因此不管MIMO的秩和配置如何，UE都才采用比较简单的操作。

1-3映射模式的另一个好处是，层1总是能够接收到正确的信道质量信息。这是由于每一个码字都会收到信道质量信息（CQI），因此，在秩覆盖的状况下，eNB总是在层1传输单个码字，这时可以获得确切的信道质量。在2-2映射模式下，每两层可以接收到CQI，因此假使eNB决定进行单层传输，由于接收不到确切的CQI就会影响系统性能。当秩覆盖发生的时候，例如，这时eNB在缓存中没有充足的数据，就不能进行全秩传输。

2-2映射模式相比比1-3映射模式的一个优点是，每个码字都要经历两层的分集，使得码字传输在信道质量变化的时候更有鲁棒性。经过全面的研究1-3和2-2映射模式，发现两者的性能几乎一样。在1-3映射模式下，在SIC接收机处废除了一个单层，余下的三层受益于删除干扰。因此，需要消除的干扰小了，而更多的层获得好处。在2-2映射模式下，仅仅可以从消除的干扰处获得好处。因此，与1-3映射模式相比，消除的干扰多了，但是从干扰消除中获益的层数少了。这样使得两种方式获得了相像的性能。

经过比较繁杂度和性能，得出结论即对于LTE系统来说，两种方式一样好。然而，最终决定在2个码字映射到4层传输时，采用2-2映射模式。

3下行MIMO传输链路

LTE系统下行链路至多支持两个码字。每个码字都要进行Turbo编码，编码后的比特流再进行扰码。

在秩为3和4时，码字到层的映射表现出SCW和MCW的混合方式。在秩为3时，第一个码字映射到第一层，同时其次个码字映射到第2和第3层。秩为4时，第一个和其次个码字分别映射到两个层上，第一个码字映射到层1和层2上，同时其次个码字映射到第3和第4层上。

4MIMO预编码

众所周知，假使接收端已知信道状况，就有可能提高MIMO系统性能。但在发射端已知信道信息却不能够提高自由度，却可以获得功率增益或波束赋形增益。TDD系统中，通过上行传输在eNB端可以获得信道信息，作为一个额外的开销需要发送上行探测信号。而在FDD系统中，需要UE反馈信道状态信息给eNB。但是完全的信道状态信息反馈会导致过多的反馈开销，例如4×4的MIMO信道中，从发送天线到接收天线总共有16种复信道增益需要信号指示，有一种可以减少信道状态信息反馈开销的方式，是建立一个码本。

在闭环MIMO预编码系统中，对于每个发送天线的配置，都可以建立一个预编码矩阵的集合，并且eNB和UE端都已知这个集合。矩阵集合称为MIMO码本，记为{,,,}12LP=PP??P。这里L=2r，表示码本的大小，r用来表示码本的比特个数。一旦确定MIMO系统使用的码本，接收端就会观测信道的状况，选择最适合的预编码矩阵，反馈给发射端预编码矩阵的索引号。

4.1两天线端口的预编码两天线端口包括一个2×2的单位矩阵和基于离散傅里叶（DFT）的预编码矩阵。

4.2四天线端口的预编码

对于四天线端口的预编码，将详细分析和探讨基于DFT和householser变换的码本。

4.3预编码操作

4.4CDD预编码

在LTE系统中，同样支持复合的预编码，即在预编码之前先进行CDD编码。主要有两种类型的CDD，即小延迟CDD和大延迟CDD。小延迟CDD预编码引入人工频率选择，可以通过很低的反馈开销来获得机遇调度增益。而大延迟CDD获得了分集增益，这是通过使每一个MIMO码字能够在所有的MIMO层上传输获得的。

在LTE标准中，小延迟CDD在标准制定的后期被删除了，这是由于小延迟的预编码获得的调度增益十分小，基于反馈的预编码直接利用闭环MIMO就可以实

现了。所以本节主要考虑大延迟CDD预编码。

5MIMO空间复用的硬件实现

5.1MIMO空间复用的设计

以上章节分析了MIMO空间复用的实现过程，主要包括层映射和预编码两部分。基于上面章节的理论分析，我们确定了MIMO空间复用的实现过程，对于层映射和预编码进行了详尽的分析，因此设计的思路是遵循上述的理论分析，并且本文主要是依照3GPP组织制定的协议TS36.211和TS36.212中关于MIMO部分的协议内容，进行设计和硬件实现。本文基于picoChip公司设计的芯片实现两天线的MIMO空间复用的操作。

5.2结果分析

本文结果的验证主要采用MATLAB平台结果和硬件平台结果进行比对的方法。MATLAB平台基于一致的原理和标准进行编写，也分为三部分即

SCMVmapping，layermapping，precoding。首先用MATLAB平台生成测试向量，利用一致的输入数据，在硬件平台中生成输出数据，根据硬件的输出和MATLAB平台的输出数据判断结果是否正确，假使结果一致，说明结果正确，否则不正确。当然，这样不保证完全正确，由于MATLAB平台的测试向量有可能存在错误，因此后期的测试向量，主要来自于第三方的测试向量。

6总结和展望

本文主要研究了LTE中MIMO空间复用技术，MIMO空间复用的实现主要由两部分构成，首先进行层映射，即把码字映射到不同的空间复用层，其次进行预编码操作，把数据映射到不同的天线端口进行传输。通过MIMO空间复用技术提高了系统的信道容量。然后我们基于硬件设计和实现了MIMO空间复用技术，对于结果分析主要采用MATLAB测试向量和第三方测试向量进行比对的方法。MIMO技术是LTE系统的关键技术之一，通过MIMO可以提高系统容量，本文主要实现了两天线端口的设计，在后期我们将继续对四天线的MIMO技术进行研究。

RSRP/RSRQ

RSRP（ReferenceSignalReceivingPower）是在某个Symbol内承载ReferenceSignal的所有RE上接收到的信号功率的平均值；

而RSSI（ReceivedSignalStrengthIndicator）则是在这个Symbol内接收到的所有信号（包括导频信号和数据信号，邻区干扰信号，噪音信号等）功率的平均值

我觉得6个四参数组并不是对应―6次RACH过程‖，而是为了避免若干UE在一个子帧上占用的时频资源―碰撞‖

假使1号UE随机选的是(0,0,0,2)，而二号UE随机选的是(0,0,0,1)，等等。这一部分我觉得现在协议定义还不是很明了

DRA的概念我的理解不同，我觉得DRA是一个子帧上平均可以承载的RACH的signature的数目（是时、频一起看的，不是只看时域或频域），这也是为什么有的DRA=6的时候给出的6个参数组有的是后三个数不一样，第一个数一样；而有的是后三个数一样而第一个数不一样。

RA-RNTI的问题，我今天改变想法了，觉得还是vrb，时域的t_id就不用多说了，没疑义

f_id应当就是fRA，然后fRA再利用那个所谓的frequencyposition（每个cell可能不一样），得到nRAprb，也就是所谓的prb

关于LTE协议中有关PRACH时频资源分布的相关问题在文献R1-081766Time其中dDisM是UE到基站的距离（单位m），而RadioFrequency=2.6GHz。考虑到LTE典型小区半径都是几百米的状况下，通过计算可以得到，3dB的linkbudget可以使得覆盖距离相差1.2倍左右，对应着覆盖面积相差1.4倍左右

（pi*r*r）。以上就是高通的TDD上下行子帧配比为1:1覆盖比FDD小40%的详细过程。

再次，TDD2:1DL/ULallocation（实为DL:UL=3:1）的计算方法应当与上面的类似，不再赘述。需要注意的是，高通这里讲的都是上行数据的覆盖。

2）从该PPT看高通对TD-LTE的态度

第1）点分析出的TDD上下行子帧配比为1:1覆盖比FDD小40%的根源是TDD的上行有效带宽低，这也意味着TDD的下行有效带宽高（20Mx3/5=12M>FDD的10M，假设特别子帧全部做下行），因此高通在第14页说到，TDDcanprovidemoredownlinkcapacity，同时FDDprovidesbettercoverage。更重要的是这句：Comparableend-userdataratesasLTEFDD。

纵观整个PPT，高通对TD-LTE的态度显然是积极的，光从题目上也可见一斑（LTETDD,TheGlobalSolutionforUnpairedSpectrum）。

3）TD-LTE的覆盖终究怎么样？

谈到覆盖，首先需要说明覆盖的标准是什么。是上下行控制信道的解调性能指标还是数据信道的最小吞吐量限制？以LTE为例，其能正常工作，首先PDCCH，PHICH，PUCCH等关键控制信道要能正常解调，然后才是上下行数据信道的最小吞吐量要求。仿真和分析都可证明，LTETDD和FDD的PDCCH，PHICH，PUCCH，SS，PBCH等控制信道的覆盖基本相当。至于上下行数据信道，其与TDD的上下行子帧配比息息相关，前面分析的两种配比的TDD的上行吞吐量都不如FDD，但是下行吞吐量比FDD大；若认为上行数据覆盖是短板的话，DL：UL=1:3的TDD的上行覆盖面积可以比FDD好40%，但其下行吞吐量比FDD小。因此，综合来看，LTETDD和FDD无论在控制信道还是数据信道上的覆盖性能基本相当。理论上，可以综合考虑上下行业务的比例和上下行的覆盖来决定使用哪种上下行配比的TDD。

值得注意的是，要达到的一致的性能，TDD的带宽是FDD上行带宽的两倍

（20Mvs10M，or40Mvs20M）,在上行每子帧调度用户数一致的状况下，每用户占用的频率TDD是FDD的两倍，但是UE功率一致，因此此时TDD的上行功率谱密度是FDD的50%。好在站间距几百m的时候大部分UE功率达不到最大发射功率，因此对性能的影响很小。

4）总结

从上面分析可以看出，高通的材料只是从上行用户速率的角度分析得出TDD和FDD在上行覆盖面积的差距，其整体态度显然是支持TD-LTE的。因此，任何断章取义混淆视听的态度是不可取的。好的技术都会经得起事实和时间的检验。jacktan

LTE小区探寻过程

a)UE一开机，就会在可能存在LTE小区的几个中心频点上接收数据并计算带宽RSSI，以接收信号强度来判断这个频点周边是否可能存在小区(应当说只是可能)，假使UE能保存上次关机时的频点和运营商信息，则开机后可能会先在上次驻留的小区上尝试驻留；假使没有先验信息，则很可能要全频段探寻，发现信号较强的频点，再去尝试驻留。

b)然后在这个中心频点周边收PSS（primarysynchronizationsignal）和SSS

（secondarysynchronizationsignal），这两个信号和系统带宽没有限制，配置是固定的，而且信号本身以5ms为周期重复，并且是ZC序列，具有很强的相关性，因此可以直接检测并接收到，据此可以得到小区ID，同时得到小区定时的5ms边界；这里5ms的意思是说：当获得同步的时候，我们可以根据辅同步信号往前推一个时隙左右，得到5ms的边界，也就是得到Subframe#0或者Subframe#5，但是UE尚无法确凿区分。

c)5ms边界得到后，根据PBCH的时频位置，使用滑窗方法盲检测，一旦发现CRC校验结果正确，则说明当前滑动窗就是10ms的帧边界，可以接收PBCH了，由于PBCH信号是存在于每个slot#1中，而且是以10ms为周期；假使UE以上面提到的5ms边界来向后推算一个Slot，很可能接收到slot#6，所以就必需使用滑动窗的方法，在多个可能存在PBCH的位置上接收并作译码，只有接收数据块的crc校验结果正确，才基本可以确认这次试探的滑窗落到了10ms边界上，也就是无线帧的帧头找到了。也就是说同步信号是5ms周期的，而PBCH和无线帧是10ms周期的，因此从同步信号到帧头映射有一个试探的过程。接着可以根据PBCH的内容得到系统帧号和带宽信息，以及PHICH的配置；一旦UE可读取PBCH,并且接收机预先保存了整个子帧的数据，则UE同时可读取获得固定位置的PHICH及PCIFICH信息，否则一般来说至少要等到下一个下行子帧才可以解析PCFICH和PHICH，由于PBCH存在于slot#1上，本子帧的PHICH和PCFICH的接收时间点已经错过了。

d)至此，UE实现了和eNB的定时同步；

要完成小区探寻，仅仅接收PBCH是不够的，还需要接收SIB，即UE接收承载在PDSCH上的BCCH信息。为此必需进行如下操作：

a)接收PCFICH，此时该信道的时频资源就是固定已知的了，可以接收并解析得到PDCCH的symbol数目；

b)接收PHICH，根据PBCH中指示的配置信息接收PHICH；

c)在控制区域内，除去PCFICH和PHICH的其他CCE上，探寻PDCCH并做译码；

d)检测PDCCH的CRC中的RNTI，假使为SI-RNTI，则说明后面的PDSCH是一个SIB，于是接收PDSCH，译码后将SIB上报给高层协议栈；

e)不断接收SIB，HLS会判断接收的系统消息是否足够，假使足够则中止接收SIB至此，小区探寻过程才差不多终止。

2在数据接收过程中，UE还要根据接收信号测量频偏并进行改正，实现和eNB的频率同步；

对于PHY来说，一般不作SIB的解析，只是接收SIB并上报。只要高层协议栈没有下发命令中止接收，则PHY要持续检测PDCCH的SI-RNTI，并接收后面的PDSCH。

DRX在MAC层的概念，应当是说对PDCCH的监视是否是持续的还是周期性的，DRX功能的启用与否只在RRCconnect状态下才有意义。

BCCH映射到DLSCH上的PDU是通过SI-RNTI在物理层CRC之后在PDSCH上发送的，这其中包含SIB1和SIB2的内容，PBCH上发送的MIB只包含三个内容：系统带宽，系统帧号，PHICH配置信息。

UE在两种探寻空间完成PDCCH的解码工作，一种是commonsearchspace，另一种是UE-specificsearchspace，前者起始位置固定，用于存放由RARNTI，SIRNTI，PRNTI标识的TB。

当上层指示物理层需要读取SIB后，物理层可以在