双闭环可逆直流脉宽调速系统课程设计2

机械设计方法学设

计（论文）题 目双闭环可逆直流脉宽调速系统设计与实现学院 学院 专业学生姓名 学号指导教师年月曰目录一课程设计任务书 1二课程设计说明书 3任务分析 1.1选择PWM控制系统的理由 1.2采用转速电流双闭环的理由 1.3直流PWM传动系统结构图 1.4双闭环调速系统的结构图 1.5调速系统起动过程的电流和转速波形 H桥双极式逆变器的工作原理 PWM调速系统的静特性 主电路设计 2.1给定基准电源 2.2双闭环调节器电路设计 2.2.1电流调节器 2.2.2转速调节器 2.3控制电路的设计 2.4驱动电路设计 2.5转速及电流检测电路 2.5.1转速检测电路 2.5.2电流检测电路 调节器的参数整定 3.1系统固有部分的主要参数计算 3.2预先选定的参数 3.3电流环的设计・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・3.4速度环的设计 4•转速及电流检测环节 电路图总体设计 心得及总结 参考文献 一、 题目：双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计二、 设计目的1、 对先修课程（电力拖动自动控制系统、电力电子学、自动控制原理等）的进一步理解与运用2、 运用《电力拖动自动控制系统》的理论知识设计出可行的直流调速系统,通过建模、仿真验证理论分析的正确性。也可以制作硬件电路。3、同时能够加强同学们对一些常用单元电路的设计、常用集成芯片的使用以及对电阻、电容等元件的选择等的工程训练。达到综合提高学生工程设计与动手能力的目的。三、系统方案的确定自动控制系统的设计一般要经历从“机械负载的调速性能（动、静）一电机参数f主电路f控制方案”（系统方案的确定）f“系统设计f仿真研究f参数整定f直到理论实现要求f硬件设计f制版、焊接、调试”等过程，其中系统方案的确定至关重要。为了发挥同学们的主观能动作用，且避免方案及结果雷同，在选定系统方案时，规定外的其他参数有同学自己选定。1、 主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管IGBT构成H型双极式控制可逆PWM变换器；2、 速度调节器和电流调节器采用PI调节器；U*nm=U*im=Ucm=10V3、 机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）GD2=1.5Nm2；4、 主电源：可以选择单相交流380V供电；变压器二次相电压为52V；5、 他励直流电动机的参数：见习题集【4-19】（P96）=1000r/min，电枢回路总电阻R=2Q,电流过载倍数入=2；6、 PWM装置的放大系数Ks=11；PWM装置的延迟时间Ts=0.4ms。四、设计任务a） 总体方案的确定；b） 主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算；c） 系统原理图、稳态结构图、动态结构图、主要硬件结构图；d） 控制电路设计、原理分析、主要元件、参数的选择；e） 调节器、PWM信号产生电路的设计；f） 检测及反馈电路的设计与计算；五、 课程设计报告的要求：1、 不准相互抄袭或代做，一经查出，按不及格处理；2、 报告字数：不少于8000字（含图、公式、计算式等）。3、 形式要求：必须按照《福建农林大学本科生课程设计》（工科）的规范化要求。4、 必须画出系统总图，总图不准徒手画，电路图应清洁、正确、规范。未进行具体设计的功能块允许用框图表示，且功能块之间的连线允许用标号标注。六、 参考资料1、 电气传动控制系统设计指导李荣生主编机械工业出版社2004.62、 新型电力电子变换技术陈国呈中国电力出版社3、 电力拖动自动控制系统，上海工业大学陈伯时机械工业出版社4、 电力电子技术王兆安黄俊主编机械工业出版社2000.1双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计1■任务分析1.1选择PWM控制系统的理由脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司(SiliconGeneral)的第二代产品SG3525,这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性：PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。1・2采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因(外部扰动或系统内部变化)，只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动

制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。1.3直流PWM传动系统结构图直流PWM传动系统结构图 ———直流PWM控制系统是直流脉宽调制式调速控制系统的简称，与晶闸管直流调速系统的区别在于用直流PWM变换器取代了动器，系统构成原理如生器GM、脉宽调制器UPM、速系统的区别在于用直流PWM变换器取代了动器，系统构成原理如生器GM、脉宽调制器UPM、逻辑延时环节DLD关键的部件为脉宽调制器1-1所示。其中属于晶闸管变流装置，作为系

脉宽调制调速系统主要和电力晶体'统的功率驱由调制波发基极的驱动器GD和脉宽调制（PWM）变换器组成,UPM。1.4双闭环调速系统的结构图直流双闭环调速系统的结构图如图1-2所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。图1-2双闭环调速系统的结构图1.5调速系统起动过程的电流和转速波形如图1-3所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最

大电流(转矩)受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。(a)(a)(a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程(b)理想快速起动过程图1-3调速系统起动过程的电流和转速波形

1.6H桥双极式逆变器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。H形双极式逆变器电路如图1-4所示。这时电动机M两端电压％的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。VT!IIVDi』T2Uti、 1 U垃筑VT!IIVDi』T2Uti、 1 U垃筑IVD3*"IIIIL_2■ 1 卄-一I图1-4H形双极式逆变器电路双极式逆变器的四个驱动电压波形如图1-5所示。

图1-5H形双极式逆变器的驱动电压波形他们的关系是：U=U=-U=-U。在一个开关周期内，当0<t<tTOC\o"1-5"\h\zg1g4 g2 g3 on时，晶体管VT、VT饱和导通而VT、VT截止，这时U=U。当t<t<T时,1 4 3 2 AB s onVT、VT截止，但VT、VT不能立即导通，电枢电流i经VD、VD续流，这时1 4 3 2 d 2 3U=-U。U在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电AB s AB压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，t>-，则U的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时,on2 AB则反转；如果正负脉冲相等，t=-，平均输出电压为零，则电动机停止。on2双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为

Ud(2t on如果定义占空比pUd(2t on如果定义占空比p=分,电压系数Y=U d-则在双极式可逆变换器中Y=2p-1调速时，p的可调范围为0〜1相应的丫=-1〜+1。当p>1-时，丫为正，电动机正转；当p<1时，丫为负，电动机反转；当p=1时，Y=0，电动机停止。22但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：1） 电流一定连续。2） 可使电动机在四象限运行。3） 电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。4） 低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。1.7PWM调速系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单,电压平衡方程如下U=Ri+ U=Ri+ +Esddt(0<t<t).onU=Ri+L±+Esddt(t<t<T)on按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是U=U，平均电流用表示，平均转速n=E/C，而电d s d e枢电感压降L的的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成则机械dt特性方程式yUR RTn=s一I=n一ICCd0Cd综上所述，目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统已经成为直流调速系统的主要形式。但是晶闸管整流器也有它的缺点，主要表现在：1） 晶闸管一般是单向导电元件，不允许电流反向，这给电动机实现可逆运行造成困难2） 对过电压。过电流等十分敏感，只要一超过允许值都可能在很短的时间内损坏元件3） 晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，它对交流电源是一个感性负载，吸取滞后无功功率，因此功率因素很低，如果它在电网中容量大，将造成“电力公害”4） 晶闸管整流装置的输出电压时脉动的，而且脉动数总是有限的。由于以上原因，选择脉宽调制变换器进行改变电枢电压直流调速系统，因为PWM调速系统在很多方面具有较大的优越性：1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达1：10000左右4） 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因为装置效率高。单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为0,但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。还有单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才产生，因此动态误差大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。2•主电路设计H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图2-1所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压U。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机s制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VTz。

FIT图2-1H桥式直流脉宽调速系统主电路主要参数如下：U=1200VI=16AT*=100°cP=0.9kWU =3.05VCER c CN CM CE(sat)2・1给定基准电源此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图2-2所示：图2-2给定基准电源电路2.2双闭环调节器电路设计为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。

2.2.1电流调节器由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数T=0.001se，以滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定oi通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。图2-3含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器2.2.2转速调节器转速反馈电路如图2-4所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数T=0.005s。根据和电流on环一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。图2-4PI型电转速调节器2.3控制电路的设计双闭环控制电路的工作原理对双闭环控制电路的稳态工作原理的分析，可根据系统的稳态结构框图。分析稳态工作原理的关键是要了解PI调节器的稳态特征，一般存在两种状况：饱和输出达到限幅值;不饱和 输出未达到饱和状态。当调节器饱和时，输出为恒值，输入值的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和，换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入与输出间的联系，相当于是该调节环开环；不饱和的调节器，PI的作用使输入偏差电压都为0。在实际的正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的，因此，只有转速调节器饱和和不饱和两种情况。当转速调节器不饱和时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是0。而当转速饱和时，ASR输出达到限幅值，转速环呈开环转态，转速的变化对系统不再产生作用，双闭环系统相当于一个电流无静差的单电流闭环调节系统。在稳态工作点上，转速是由给定电压决定的，ASR的输出量是由负载电流决定的，而控制电压的大小则同时取决于转速和负载电流。PI调节器的输出量在动态过程中决定于输入量的积分，到达稳态时，输入为0，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到Idm时，对应于转速调节器的饱和输出，这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这样的静特性比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。对其启动过程的分析，由于在启动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退保和三种情况，整个动态过程就分成I、II、III三个阶段。第一个阶段是电流上升阶段。突加给定电压U后，经过两个调节器的跟随作用，Uc、Ud0、Id都跟着上升，但是在Id没有达到负载电流Idl以前，电动机还不能转动。当Id》=Idl，电动机开始启动。由于机电惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值强迫电枢电流Id迅速上升。直到Id=Idm,Ui=Uim，电流调节器很快就压制了Id的增长，标志着这一阶段的结束，在这一阶段中，ASR很快就进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和；第二个阶段是恒流上升阶段，是起动过程中的主要阶段。在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流给的那个Uim下的电流调节系统，基本上保持电流Id恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长，与此同时，电动机的反电动势E也按线性增长，对电流调节系统来说，E是一个线性渐增的扰动量。为了克服这个扰动，Udo和Uc也必须基本上按线性增长，才能保持Id恒定。当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说，Id应略低于Idm，此外还应指出，为了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中ACR不应饱和，电力电子装置UPE的最大输出电压也需留有余地，这些都是设计时必须注意的。第三阶段是转速调节阶段。当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减小到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值Uim，所以电动机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，Ui和Id很快下降。但是，只要Id仍大于负载电流Idl,转速就继续上升。直到Id=Idl时，转矩Te=Tl，则转速n才能到达峰值，此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，如果调节器参数整定的不够好，也会有一段振荡过程。在最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则使Id尽快跟随其给定值，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：对其动态抗扰性能的分析，动态原理图框图对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。从动态性能上看，由于扰动作用点不同，存在着能否及时调节的差别。负载扰动能够比较快的反应到被调量n上,从而得到调节，而电网电压扰动的作用被调量稍远，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。2.4驱动电路设计驱动电路中V5起保护作用，避免EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的电压。VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压，Rge是防止IGBT误导通。针对EXB841存在保护盲区的问题，可将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，避免IGBT过窄脉宽下的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压（当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制），输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT.2・5转速及电流检测电路2.5.1转速检测电路转速检测电路如图2-5所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压u,与给定电压U*相比较后，得到转速偏n n差电压u输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还n包含转速的方向，测速电路如图15所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。2.5.2电流检测电路通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图2-6所示。霍尔电流传感器的结构如图所示。用一环形导磁材料作成磁芯，套在被测电流流过的导线上，将导线中电流感生的磁场聚集起来，在磁芯上开一气隙，内置一个霍尔线性器件，器件通电后，便可由它的霍尔输出电压得到导线中流通的电流。闭环霍尔电流传感器主要有以下特点：1） 可以同时测量任意波形电流，如：直流、交流、脉冲电流；2） 副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离，绝缘电压一般为2kV〜12kV；3） 电流测量范围宽，可测量额定1mA〜50kA电流；4） 跟踪速度di/dt＞50A/ps；5） 线性度优于0.1%IN；6） 响应时间＜1》s；7） 频率响应0〜100kHz。3.调节器的参数整定本设计为双闭环直流调速系统主要元件/参数的选择他励直流电动机的参数：Pnom=3kw,Unom=48V,Inom=3.7A,n=500r/min,电枢电阻Ra=6.5Q，电枢回路总电阻R=8Q。电枢回路电磁时间常数Tl=5ms，机电时间常数Tm=200ms,电源电压Us=60V,给定值和ASR、ACR的输出限幅值均为10V，电流反馈系数B=0.05V.min/r,电动势转速比Ce=0.18V.min/r,GD2=60N*M2技术指标和要求电动机能够实现可逆运行。要求稳态无静差。动态过渡过程时间ts《=0.1s,电流超调量《5%，空载起动到额定转速时的转速超调量《10%设ASR和ACR均采用PI调节器，ASR的输出限幅Uim*=-8V,ACR的输出限幅Ucm=8V，最大给定电压Unm*=10V。技术指标和要求：要求稳态无误差，电流超调量＜=5%，空载启动到额定转速时的转速超调量＜=10%。3.1系统固有部分的主要参数计算1） 脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间常数Tpwm与传递函数的计算。usIs=二=60/8=7.5ARIsas= =7.5/3.7=2.03Inom2） 电动机的电磁常量U_IRC=N_1NRa=（48-3.7*6.5）/500=0.0479V・min/renN3） 电动机的转矩常量Cm=9.55*0.0479=0.4574N•min/r4） 电动机的机电时间常数

GD2RGD2Rm375CCem3.2预先选定的参数1） 调节器输入回路电阻Ro调节器的输入电阻均取相同的数值，取Ro=30kQ2） 电流反馈系数0设最大允许电流Idm=1.5In，则Idm=1.5*3.7=5.55AU*0=im=8/5.55=4.44V/AIdm3） 速度反馈系数aU*a=nm=8/200=0.04V•min/rnmax4） 电流滤波时间Toi和转速滤波时间Ton由于电流检测信号和转速检测信号中含有谐波分量，而这些谐波分量会使系统产生振荡，所以需加反馈滤波环节。滤波环节可以抑制反馈信号中的谐波分量，但同时也给反馈信号带来惯性的影响，为了平衡这一惯性的影响，在调节器给定输入端也加入一个同样参数的给定滤波环节。对滤波时间常数，若取得过小，则滤不掉信号中的谐波，影响系统的稳定性。但若取得过大，会使过渡过程增加，降低系统的快速性。取值Toi=0.005sTon=0.01s3.3电流环的设计（1）确定时间常数1）脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间常数Tw与传递函数的计算。PWM二60A二7.5AsRa75sRa二2.033.7对于T型PWM电路，开关管应承受2U的电压，故选晶体管的BV=120V,为s ceo此选用D202电力晶体管作开关管。已知T=0.159》s,t=0.103》s,t=0.061》ce r fs，最佳开关频率为3f二0.332 — Hz二2627Hzo 25X10-6(0.103+0.061)x10-6开关频率f选为2.6KHZ,此开关频率已能满足电流连续的要求。于是开关周1期Tpwm二f〜°・4ms°脉宽调制器和PWM变换器的放大系数为K =Ud=48=4.8PWMU* 10i于是可得脉宽调制器和PWM变换器的传递函数为w()K 4.8W (s)= PWMPWMTs+1 0.0004s+1PWM2)电流滤波时间常数T取0.5msoi3)电流环小时间常数Tp=T+T=0.9ms乙i PWMoi(2)选择电流调节器结构根据设计要求，G%<5%,iT而且丄T丄=5.6<10，因此可按典型I型系统工i0.9设计。电流调节器选用PI型,Ts+1其传递函数为W (s)=K-i — itsiACR(3)选择电流调节器参数要求G%<5%时,i应取K/T》=0.5，因此Ki0.50.5于是K=KiIpKPWM555.56x0.°05x8=3.481.33x4.8Tsis-1=555.56s-10.0009(4)校验近似条件w=K=555.56s-iTOC\o"1-5"\h\zci I111要求w=，现= s-i=833.3s-i>wci3T 3T 3X0.0004 "PWM PWMI[ I J1要求w>3一，现3：——=3 - s-i=94.9s-1<wciVTTVTT\0.2X0.005 ci'ml 'ml要求w<- - ，现- - =- - s-i=745.4s-i>wci3*TT3*TT3\0.0004x0.0005 "”PWMci “PWMci可见均满足要求(5)计算ACR的电阻和电容取R=50kQ，则R=KR=3.48X50kQ=174kQ，取R=200kQ。0 ii0 i小t0.005 “厂 uF打C=一= X106pF=0.025“取0.03》FiR200X103 Hi4T 4x0.0005“厂cc,厂口C=并= x106pF=0.04pF 取0.04》F0i R 50X1030按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为b%=3%<5%，故满足设计i要求。3.4速度环的设计确定时间常数电流环等效时间常数2ti=0.0018s取转速滤波时间常数T=0.005sont=2Ti+T=0.0068s刀n 刀 onASR结构设计根据稳态无静差及其它动态指标要求，按典型II型系统设计转速环，ASR选用PISI1调节器，其传递函数为W(S)=K旦*ASR nTSn(3)选择ASR参数取h=5,则T=hT=5X0.0068s=0.034sn Xnh+1 6K= = S-1=2595S-1N2h2T2 2x25x0.00682Xn则K=(h+D卩CeT

n 2haRtXn(4)校验近似条件6x1.33x0.18x0.2— —10.5610x0.05x8x0.0068CO =kTcn N=2595x0.034s-i=88.23s-in1)要求®111< ，贝y = s-1=222.2s-1>Ocn5T5T5x0.0009Xi Xicn1： 1—询1；__1 1• 1w ，现 =—cn3\2TT 3\，2TT3\'2x0.0009x0.005Xion Xion可见均能满足要求。2)要求®S-1=111.1STon(5)计算ASR电阻和电容取ro=25kQ，则Rn=KnRo二10・56x25心264kQ取r=340kQnt0.034C=—n= x106pF=0.1pFnR 340x103n取0.1pFC=on4Ton=4x0.005x106pF=0.8pFR0 25x103取0.8pF(6)校验转速超调量maxc%= imaxnCb当h=5时，乂=81.2%,而An=nomnom CemaxC

b7.5164.40.0068c%=81.2%x2xx xn 3.7 200可见转速超调量满足要求。R=37x8=164.4r/min0.180.2二9.2%<1°%，因此(7)校验过渡过程时间空载起动到额定转速的过渡过程时间CTn—eCTn—e mnomR九Inom0.18x0.2x2008x2.03x3.7s=0.12s<0.15s可见能满足设计要求。4•转速及电流检测环节转速检测环节转速检测电路如图所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压Un,与给定电压Un*相比较后，得到转速偏差输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，调节电位器即可改变转速反馈系数。U*a= nmnmax电流检测环节电流反馈环的输入信号是主电路的电流量，经变化后获得输出为直流电压的反馈量Ui,根据电流反馈环节的组成，常用的电流反馈方式和检测元件为霍尔效应电流变换器。霍尔变换器的线性度