半器课件第三章二MOSFET的发展史及器件特点

§3.1MOSFET概§§3.1MOSFET一.MOSFETFieldEffectTransistor

65nmtechnologyLG=35tox=1.2VDD=1.22.4o结型双极型晶体管发 原理型JFET研制成7oMOSFET出

J.W.H.W.SchockleyW.Schockley1oFET的概J1oFET的概JELilienfeld（1930&1933专利O.2oFET实验研（二战后3电场调节作电场调节作（E›fis›fiID少子注入fi扩散fi收多子作用（多子器件少子作用（少子器件一种载流子（单极两种载流子（双极输入阻抗（MOSfi绝缘体109W输入阻抗电压控制器电流控制器噪声低，抗辐射能力~少子~工艺要求高（~Qit、工艺要求频率范围小，功耗高频，大功集成度集成度4VGVTIDVGVTID:0fiB5增强耗尽增强耗尽衬p增强耗尽增强耗尽衬pn载流电空+-DfiSfi载流子运SfiSfi+--+符GSBGSBGSBGSB6输出特 D 输输

线性

饱和IDS~VDS（VGS为参量 »VDS/

NMOS（增强型

VGS=7MOSFET输出特NMOS（增强型 NMOS（耗尽型PMOS（增强型

PMOS（耗尽型8130nmTechnology(Lg=60S.Thompson,etal.,130nmlogictechnologyfeaturing60nmtransistors,low-kdielectrics,andCuinterconnects,In Technol.J.,6(2),5-13(2002).92.转移特性（线性坐标D 输输 IDS~VGS（VDS为参量lowVD,eg,0.05V(lin.)highVD,eg,VDD(sat.)

NMOS（增强型DG输S输S转移特性（对数坐标DG输S输Slog10IDS~VGS（VDS为参量NMOS（增强型MOSFET转移特NMOS（增强型 NMOS（耗尽型 PMOS（增强型

PMOS（耗尽型

Gate-InducedDrainVT(VD=1.0V)<小尺寸效

强场效130nmTechnology(Lg=60S.Thompson,etal.,130nmlogictechnologyfeaturing60nmtransistors,low-kdielectrics,andCuinterconnects,In Technol.J.,6(2),5-13(2002).§3.2MOSFET的阈值电一.半导体的表面状VG=二.阈值电压的表达 Qm =2f+QB(dmax)=

+qNAdmaxCC CC

1/ ln A 4NAeskTln A Cox 考虑fms Qm时，VFB„ =V +

+QB(dmax)=V +

+qNAdmax

其 =

-

-

xr(

功函数差

ms=Wm

-Ws”-

接触电势n

=

-

+qNAdmax

+

ppCCqi -QfC-qNDdmaxCq 三.VT的因ms的影金n+-p+-Wm半导体功函数cc+Egp n沟Wss+g–Es2 2Fc+g-kTln DE s2 n p沟

Ws NAWs

自对准多晶硅栅工(P-(P-多晶硅栅多晶硅栅

=V +

+qNAdmaxf=

F F

=V -

-qNDdmax

NB›|VT|›（越难反型n

=

-

+qNAdmax

+

ppV=-QfC-qNDdmaxCq ND/cm-C

B.B.E.Deal,etal.,Standardizedterminologyforoxidechargesassociatedthermallyoxidizedsilicon,IEEETrans.ElectronDev.,37(3),606-608离子注入调整 =-C+qNAdmaxCq iRp<<Qtotal

)=

N+N

(dx=Q )+DQ

其其B)0qN(x)dx='A\DVTQB» 调整MOSFET的 注使NMOS成为增强使PMOS|VT|降 =

-

+qNAdmax

+

ms

=

-Qf

qNDdmax

沟道阻断注入(Channel-stop MOS栅电极的发展历史AlPMOSfin+-polyPMOSfin+-polyfin+-polyCMOS（buriedchannelPMOS）fidual-polyfimetalBoronBoronin衬底偏置效应(衬偏效应，Body衬偏效应的来衬偏效应的来Reversebias

VDD-VBS|+0.5V

EC q|VEC| EC EC q|VEC| EC E C ECqVGS=VT,VBS=0q(2fF+ ECVGS=VT(VBS),-VBS>0黑色：表面能反型电子浓度参考标 VGS=VT,VBS=

VGS=VT(VBS),-VBS>VBS=0 QB(dmax)=qNAdmax

f+

VBS„0 Vs=2fF+

dmax(VBS)=

s NA ”V =

-Qf +qNAdmax(VBS)+f+

-\

=f-

+qNAdmax(VBS)+CC

F F

2ef+

=f- f+ A

+FA FA\

VTnS=

(2f+

-2fF同

=V

==

g衬偏系2sqND(2f+ -2f

对于

=

-Qf

+4sqNAF 4sqNAF ox gEg =-

+fF

对T

=-1

+1

2q =-12q

+m-1dF

qesNA

=

=m-计算第二

d =d NA dT

ln

NN-

2kT =dkT Nc(T)Nv(T)+EgN N

dT=-

Nc(T)Nv(T) Nc Nc(T)Nv(T-

Nc(T)Nv(T)+1 2q NA dNcNc T3/2，dNcNck

N 3

1 =-

v++

=-

g+m-1dFq

NA

2q

2q \

=-m-1k

NcNv

+

m-1dEg q 2+ 对于Si，在室温附近，dEg/dT2.7·10-4eV/Km1.1~1.3时，NA1016~18cm-3，dVT/dT0.7~1.0mV/K当T=25fi100oC时，VT下降55~75mV(2~3kT/q)，再考虑到S的增techniquesindeep-submicrometerCMOScircuits,Proceedingsoftechniquesindeep-submicrometerCMOScircuits,ProceedingsoftheIEEE,91(2),305-327(2003).K.Roy,etal.,Leakagecurrentmechanismsandleakage§§3.3MOSFET一.MOSFET非平衡时的能带图二.Square-LawModel三.MOSFET四.体电荷模型(Bulk- e..六.MOSFET的亚..n-MOSFET工作时的能带和静电BBSGDDSBG能带 静电势分布正 侧

VGS=VFB,VDS=0VGS=VT,VDS=0

E 立体EEEE

VGS=VFB,VDS=

VGS=VT,VDS>

nF

VGS=VT,VDS= 二.Square-LawG 2o在沟道区不存在产生-复合电流3o沟道电流为漂移电流5o沟道与衬底间（pn结）的反向饱和电流为零¶Ex(x,y)>>¶Ey¶Ex(x,y)>>¶Ey(x,MOSFET坐标yx二维泊松方¶f(二维泊松方¶f(x,y)+¶f(x,y)=-r(x,22sE(x,y)=-¶f(x,xE(x,y)=-¶f(x,y\¶Ex(x,y)+¶Ey(x,y)=r(x,GCA：¶Ex(GCA：¶Ex(x,y)>>¶Ey(x,2Dfi1D\¶Ex(x,y)»r(x,s VDS较小时强反型条件下（VGS>VT）在氧化层极板y处感应的单位面积上总电荷Q-(y)=Qi(y)+QB(负电

»反型电dV(

Q(y)=- Ey=-

V(0)=

y

Vox(y)=VGS-VFB-2fF-V(Qi(y)=Q-(y)-QB(dmax=-Cox

-VFB-

F-V(y)

QB(dmaxQB(dmax

=-CoxS-VT-V(xcVGB-VFB”Vox(y)+Vs(

”-q

n(x,电流

dV Jn(x,y)= nn(x,y)Ey=

nn(x,y)-

nn(x,y)Iy= Jn(x,= xc(-q)mn(x,y)

I=WmI=WmQ(V)dV( 或I=WQ Q ==Wmn (-q)n(x,y)dx==m W -V -1V LT2DSL0dyIDS= L0Qi(V)Qi(V)=-CoxS-VT-V =m W

-V -1V2

可调电阻\ L

DS

（线性区=b -V

-1V2 DS跨导因 VDSVGSVTbVGSVDS VDS（线性 其作用类似于一个可调电 VGS控斜 沟道漂移迁移斜 沟道漂移迁移

W -V

饱和 VDS‡VGS-VDS=VGS-VT”Qi(L 反型电沟道被夹 这时

=1m

W -V

=1bV -V2=1bV mnmn›W/Lb问问题2：沟道内V(y)、E(y)分布？型值VDS>VGS-VT”夹断点左移，有效沟道缩y

DLLL

夹断区

\夹断点Eox(Leff)=0，Qi= 短沟Eox(L与源Eox(0)方向相

长沟长沟道器件：DL/L<< 短沟道器件DL/L

=IDS不饱和，VDS›IDS沟道长度调制效ro从¥变为有限夹断Vds刚好夹夹断Vds刚好夹Vds.输出特性和转移特 =1bV -V2=1bV

截止(1)(1) 饱和漏源电流（对耗尽型而言定义

=0 = =1b0-V

=1bV

=mCoxWV

截止漏电流定义：VGS0

（增强型 IDS= 导通电阻Ron（直流VDS很小时，IDS~VDS线性关 = bV -V bV -V

实际导通电

R*= + + 直流输入阻抗

漏区串联源区串联理想RGSfi¥RGS~109PcPc

(1)跨导gm=(1)跨导gm=GS 西门bb -VIDS -1V2DS线性1bV -V2T\ mbS饱和饱和GVGV=DIDS=mRL\ 越大越好m提高gm的途径 mntoxfleox›Cox›m输出电导

W/L gD

西门ro=1

DS

bV -V)”gm|饱和 VDS很非饱和

gD

bVGS

VDS稍大但仍饱和

=0（理想 沟道长度调制效>0（实际 漏感应势垒降低等效电G+

+ fl-S

ro=gD-

-S

饱和

=

+

=gmdVGS+gGGSDSDGGSDSD B平方律模

22Qi(y)=Q-(y)-QB(

VGB-VFB”Vox(y)+Vs(Qi(y)=Q-(y)-QB(VGSy)-

VGSy)-V(AVGAVGSVGSVy)-

V(

体电荷模V(y)=0dmax(V(y)=0dmax(y)22fF+sNFqA2qs2FNA重新计算Qi(y)=Q-(y)-QB(y)=-CoxS-VFB-2fF-V(y)-QB( y)-FAqNASy)+FSVT( (y)依赖于 L

2 =mnL =mnL0Q(V)i=mW -2f-2 +2f3/-f)3/-V2qesNAF+VVGS NA考虑衬偏效应时（VBS NA =m

W

-

-VDS

+2f+

/

2f

3/2

oxL

2

.VGS+F Qi(V)=-Cox

对QB进行展开，保留至V一级Q(V对QB进行展开，保留至V一级Q(VB=Q(0)+BBVVQB(0)=qNAdmax= qNA ” QB=VQB=QBm+=-

-

-QBm-

+Cdm Cox

m:Body-effectQ(V)m:Body-effectQ(V)=- iox-f-Q-1 FBFCCoxVGSG G=dV+ =dV+dmdV=1+dmdV=mCsssCoxssm=1+Cdm=1=1+.£m£NAmVGS代代I=nL0Q(V)i得I=m W -V -mV LT2DS线性与SquareLaw类似，当Qi(L)=0时，沟道夹断，此V=V=VGS-mI=12W -VL =m1b-V2T2m饱和沟道夹断后，同样也有沟道长度调制效应简化体电荷模型(直接从体电荷模型化简 =m

W

-

-VDS -

+2f3/2-f3/2

L

2

NA= WNA= W -V -mVLT2DS VVDS为小量，保留至其二 V23/-F)3/=F)3/1+VDS/2[F/}322F1/F1V2I= CWL- F-2DS2qes-CA 1/F+1V2DS42f =m L-2f FCF-22- F 2C2=m-I=I= -V -mV 2DSIDSsat1b -V 2mVDSsat T(m1o简单模型（Square-lawmodel）高IDS20~50%NAIDS2o简单模型（Square-lawmodel）高VDSsat问题4：物理解释GGS =mnL0Q(V)iDSquareQ(V)=i TSDBulkSDBulkQ(V)= iox -+2f2eqN CF+V FG(SDSimplifiedBulk Q(V)= -iTQi(V)的物理意

=m

0

Cox(VGS-

V00.亚阈值现亚阈值区的扩散电 =qDAdnyn电流连 =qDAdnyn电流连=\Iy常V(0)=V(L)=Iy=qDAn(L)-nLn(0)=n(L)=\J漂移J扩MOSFET表面(x=0)能带图（强反型fi亚阈值s 强反型导带几乎与EFn平行

亚阈值绿色：表面exp-E绿色：表面exp-EC(y)-EFn(CT iQ(y)= 蓝色：表面EFn从耗尽fi弱反型fi强反型均成立的Vs(y)表达VVGS=VFB+ kTNsAs+V--V)1/ 载流子浓度分s s

Iy=qDn

n(L)-n(0)EC qVDSECV

n(0)=n

p expqV pV亚阈值

Vs基本与V无 导带水平

A=

xcqV(y)=EFp-EFn(

n(x,y)=n(0,y)exp-qEsx

n(x,y)dx=n(0,

”n(0,y)xc

\弱反型时沟道厚

x= - 2e

1/

2qNV1/Es=

=qN

s s = s

NA

\ ”-

=qDAn(0)- =

WkT1

exp

1-exp-qVDSn

kT

WkT

1/

qV

=

exp s

DSLq 2qNAVs

kT

WkT2

1/2

qV

=

s

i

s1-exp- DSLq

NA

kT

dWkTd

qV

=

C iexp

1-exp- DSLq

NA

kT

\亚阈值区

Vs

的关系exp

»定摆幅S定

=

=

log

dnIDS)

VsVGS的关系（严格VGS-VFB=Vs2qNV1/ s

C

1/ V=

- As

1+2 V )-

C

qNe

Vox= S=kTln10dVGS=kT

1 2C

‡kTln10»60q 1-1+ ox

@300

FB VsVGS的关系（m因子VT附近mVsVT附近mVsdVG=dVs+dVox=dVs+ddVs=1+ddVs=

Cox

m=1+ =1+

=1+d\S=kTln10dVGS=mkTln10=2.3mkT=60m\ 70mV/dec£S£100Cd=m-1Cox

ni

exp-F=WLm-kTq-V 1-exp =dV+=dVCd+ ssCs\S=kTln10 qqln101C +Cox问题5：QfS有影响吗S:（希S越小越好S= +CNitln101 ox T›S›室温下Smin=60mV/dec NAfld VBS›d› L

fl S S

衬偏效应 特性的影tox、NA、VBS 摆幅的影 短沟道效应 值特性的影a

1/a”2 s

=2oxq A

IIONvsbS-VT

=

IONincreasing

IOFFincreasingIONIONvs6565nm65nm=I0exp-消去=I0exp-消去VDD2II1=lnIlnA.Steegen,etal.,65nmCMOStechnologyforA.Steegen,etal.,65nmCMOStechnologyforlowpowerIEDMTech.Dig.,64-68与BJT类p pbi(

bi(c)-Vbc

= nb n(Wb)= exp n(Wb)= exp bc n(0)= exp beNy»cJbn(0)-n(WNbn(Nbn(W0应用于 qD exp

exp =cn =cWbNA

be

bc

=q n exp be1-exp- ce

WbN

kT=LNA exp s1-exp- DSkT问题6：有否处理漂移电流和扩散电流的统一模型ccVbeVcexc=kTWbfiqVbiDnWn2TqV七.MOSFET的二级效有效迁移

G Jn(x,

=qn(x,

(x,y)dV(

m(N,T,E,E

Wcqn(x,

(x,y)dV(y)x0 x0

dV(=m==

n(

n(x)

W

qn(x, 0

n(x)

= Q(y)dV( E(0)QE(0)QB+ixE(x)es xE”Ex=ExEx(xc)=QidEefforQior2esxE(晶格振动散射mSR(表面粗糙散射Ex(电离杂质散射xUniversalindependentonNA,VBS,toxS.Takagi,etal.,Ontheuniversalit ofinversionlaermobilit inSiMOSFET's:PartI Effectsofsubstrateimpurityconcentration,IEEETrans.ElectronDev.,41(12),2357-2362(1994).toxQBtoxQB+QisQB=CoxT-VFB-2fFTFGTF =

-2f+G

VT\\

n+-polyn+-polyforNMOS=-2qFE GT=e 2=VGe+ g+Es22qFFS.E.Thompson,etal.,A90-nmtechnologyfeaturingstrained-silicon,IEEETrans.ElectronDev.,51(11),1790-1797.同一器件不同栅压下的特b

-V

-1V2

线性IDS

1

DSbV -V

饱和 2o饱和区：VGS较大时IDSsatVGS增加不按平方规v(Ey)meff1+v(Ey)meff1+yEEy<Ey‡EyEsat处v(Ey连续=2m (Evv不饱和v=meffv饱和v=线性区（可调电阻区 =W

(y)

=

E1 Ey E + dV=Wm -V L +L

0 0

Esat

dV=WmeffCox

-V =

W

-V

-1V2\速度饱和点左右连

1+Esat

L

DS解两元一次方V

=Esat

当 L

时

L+ -V

“饱和” -VI =

-V ox

L+S-VT

速度饱和效应的表速度不饱II-V2TI -VTVGSVGSVGS=gm的影b

线性

VGSgm

bVGSb= m

gm=

速度饱1oVGS

2oVDS影InGaAs From:VDS=0.50 › ›mflb

› ›vfi

gmfiWvsatCox(gm饱和非零漏电沟道长度调制效y I

=1m W

L-V

=1m W -V

1-DL

ox

L=I

1 DL1 L =

=

=

CW -V2-1

DS

= W V

1

¶L =

L

DS

L近似

DL

= gDsat=

沟道长度调制因子0.1~0.01V-r= =

斜率

=

=VA漏电场静电反馈效应/漏感应势垒降低VDS›ED›Qi›IDS› IDS不饱 电荷角VDS›源端势垒flIDS› IDS不饱 能带角 +D+Gv +D+Gvro=--SV=VV=V¢+ R+RSD=GS+D'S=GS+D'SGS'VD'SD'S'VGS

VGS=VGS¢+IDSdIDS=gmidVGS-RSdIDS+gDidVDS-S+RDIDS1+gmiRS+gDiS+RDIS=gmidVGS+gDiDS DS

g 1+gmi

+g

+RD

1+gmi

+gDiS+RD实际器件gDgm

g

线性区

„ =

1+gmiRS+gDi==

+RD DS

1+gmi

gm=gm

1+gmi =1 =1

+gDiS+RD

GS

RSgmi-1gmRS-1（与器件本征参数无关Gate-InducedDrainLeakage现Lg=32反向栅压区(VGS0GSVGS<电 DVDS>STIstructureandfull-NCS/Cuinterlayersforlow-operation-power(LOP)applications,IEDMTech.Dig.,52-55(2005).M.Okuno,STIstructureandfull-NCS/Cuinterlayersforlow-operation-power(LOP)applications,IEDMTech.Dig.,52-55(2005).机

漏区n很深的耗尽反型成p+类似于“p+n+”结“p+”区价带中的电子隧穿至n+区导电子流向漏极 空穴（横向）流向衬底（B极IDB”IDS（DfiISISD空穴电子Band-to-bandTrap-assistedThermal-emission+使GIDL增大的因2oHotcarrierinjection(HCI)interface2oHotcarrierinjection(HCI)interface3oFowler-Nordheim1o1o2o近表面(5)利用GIDL(5)利用GIDL类似原理可制作隧道晶体管TFET原理示意Zenertunnelingw/oa VG=0V VG>A.C.Seabaugh,etal.,Low-voltagetunneltransistorsforbeyondCMOSProceedingsoftheIEEE,98(12),2095-2110.漏-衬底pn结雪崩击源漏击击3.栅漏3.栅漏

沟道雪崩击漏源势垒穿漏-pn结雪崩击BVDSDSc2qNABVDS 沟道雪崩击VGS>S

1o1o电子注入比空穴注入显2o载流子注入与栅电压有

DEC=3.2 B

SiEg=1.1DEV=3.8 EyfiEc时，沟道击fi沟道fi

热电子注e.g.5·105

E=Ex+DEe=qEleDEh=qEl

64.5问题7：为什么空穴流向衬底(B极

电子注入 exp- DEe)~2.8·10-雪崩注入栅氧雪崩注入栅氧化层可用于闪存的编 exp- 漏源势垒穿通V

2eV

1

yS= bi

qNA1oVGS=

2eV

yD=

V-

yS= 2oVGS=

qN 1

=

s

+VDS-qN

F

2eV-V=

3oVGS<

2e - 其中V=2f+1 -V短沟道NA

4oVGS>

栅击SiO2击穿电Ec(5~10)·106 tox=100~200 BVGS=100~200击穿时，J=106~10 T~4000Eg.Cox=1pF，tox=100nm，Q=(5~10)·10-11 t 5·106V/cm t 二极栅漏两种隧穿方 Direct Insensitiveto )q2 )JF-N= exp

42qm* 3/2-

-

exp-

F-NdominatesinthicktoxandhighVg

DTdominatesinthintox

§3.4MOSFET的频率特.§3.4MOSFET的频率特.1.MOSFET的电 … …CCB低频（直流）IGS”IDS(VGS,

=g

+g

=gmvGS+g高频

++

=g

+g -

=g

+g +

”

C”GSVGDC”GDVGSC”GSVGDC”GDVGSQGI+QB= L0i( L0qN d( Q(L0i-b线性2qs1/f1/F

=- W2C=- W2C = 2dV电荷单位C大写)C/cm2(小写)QG

mC2W

-

3-

-

-

3BmC2W33= V -V)-BmC2W33

=

W

- L L

DS=mnCoxW -V

- 2

=mnCoxW -V

- -V2

-V3-

-V

（线性区=CoxWL=CoxWL -QB

-V

- -V =2CWLV -V-

（饱和区 =V

线性

-V

VGS» CGS

=CoxWL1-

-2V2GS

¶Q

-V VGS» CGD

=CoxWL1-

-2V2 GD

==¶

=

为什么GBVGS饱和区VGD =2CWL=2

G G

单位CGD=CGB=

等效电G+D+gDG+D+gD--S-SRR=115bV -V< TbV -VT实际MOSFET高频等效电G

Cfl

D B

本征高频等效电二.高频特跨导截止频 CGD=0（饱和区

gm(w)

'= DS '

GS1

flgm

g-D

=

1

+ \

= 1+iwCGS=1=CGS

15 饱和 wg

=3 5bV -V = m m

止 G+

CGD=0（饱和区 +

fl

gD-

定义

=

vDS-S =

-S=

f=

=

vDS

=gmvGS

wTCGS

=S \=

fT

fT=2 =m W -V饱和

=

n

沟道渡越时间假设沟道中为均匀电 E(y)=Ltm

=2E( m2

fT的途fTfTVGS+G„D+ m›(100)nLgRDCGSOCGDO- 考虑寄生电容时，输入电Ci=+

Cf=

+C时，fT=iCf时，Cf两端电压+GVvGS=1++GVCGV=-gm flfl fT==ipC+fT==ipC+gm++V+\\fT»p1+降低寄生电容，减小V§3.5MOSFET的开关特一.电阻型负MOS反相MOS反相器的开关作

多子器件 立需要充电时间），所以器件内部征开关时间<<对C充放电时间+

C

+

v vGS

vDSt 电容C的来源漏结电容②

A

0 负载B

Voff

(1)t(1)tBB'fi电容C通过沟道电阻ton放+C高电-ton=DS(B)= IDS(B) »IDS(B)2CVDDA= =g-V)»TBV=gC=R0Cgmston(2)

+C低电

t:0fi工作点 Afi充放电过程 VDD通过RD对电容C充toff

=A

RDB

CflRDfltoff受反相器逻辑摆幅限00Voff.负负载（M2）：有源负当VDS

-VT2时，负载 +

导通，且处于饱和区导通过程：与电阻型负载相同 -

A电阻型负负载管（M2）需考虑衬偏效A电阻型负负载管（M2）需考虑衬偏效VT2=VTB0单沟道增强型负负载慢E-E导通Von、MM饱和2= 2bV T+M»+1CL2VT=gVT)-I-M1=bD-VT1-Von2

导通时（A）：M1线性VGGVGGn电阻型负 =gmL T\ = T0与(W/L)L/(W/L)D有有比电

关断时（B）：M1截止

M2饱和 C

E-EMOS的优点

单沟道增强型负

E-EMOS的缺点1otoff长

电阻型负

0

5o有比电路+

负载管（M2）：耗尽当VDS<VDD时，负载 导通导通过程：与电阻型、增强型负相同（ton）+

关断过程

非线性，比电阻型 增强型负载快 耗尽型负A

导通时（A）：M1线性M2饱和关断时（B）：M1截止M2线性V 负载管（M2）也需考虑衬偏效V =V0

T T

E-DMOS反相+

(W/L)L/(W/L)D有关E-DMOS1otoff短；

2o I

3o4o没有逻辑摆幅VT损失

A

E-DMOS1o2o3o有比电路0

三MOS反相器

负载管（M2）：增强型输入低电平：M1截止区，M2线性+

Cvv

输出高电平（输入高电平：M1线性区，M2截止 (=0IV(=V：M1M2VM1V④：M1M2Vin1(=0CMOS电压传输特

状态转换的必要条件NMOS、PMOS同时导Vin-VTn0和Vin-VDD-VTp£

£V £V -

(=0

(=

Vin-

**

Vin5

VDD V

Vin1(=0

CMOS电压传输特

假