射频微波系统

射频微波系统第1页，课件共103页，创作于2023年2月13.1射频发射机的基本知识 13.1.1发射机基本参数 发射机的基本参数介绍如下： (1)频率或频率范围:用来考查微波振荡器的频率及其相关指标、温度频率稳定度、时间频率稳定性、频率负载牵引变化、压控调谐范围等,相关单位为MHz、GHz、ppm、MHz/V等。 (2)功率:与功率有关的指标有最大输出功率、频带功率波动范围、功率可调范围、功率的时间和温度稳定性,相关单位为mW、dBm、W、dBW等。第2页，课件共103页，创作于2023年2月 (3)效率:供电电源到输出功率的转换效率。这一参数对于电池供电系统尤为重要。 (4)噪声:包括调幅、调频和调相噪声,不必要的调制噪声将会影响系统的通信质量。 (5)谐波抑制:工作频率的高次谐波输出功率大小。通常对二次、三次谐波抑制提出要求。基波与谐波的功率比为谐波抑制指标。工程实际中,基波与谐波两个功率dBm的差为dBc。 (6)杂波抑制:除基波和谐波外的任何信号与基波信号的大小比较。直接振荡源的杂波就是本底噪声,频率合成器的杂波除本底噪声外,还有可能是参考频率及其谐波。第3页，课件共103页，创作于2023年2月 13.1.2发射机基本结构 要发射的低频信号（模拟、数字、图像等）与射频/微波信号的调制方式有三种可能形式： (1)直接产生发射机输出的微波信号频率,再调制待发射信号。在雷达系统中常用脉冲调制微波信号的幅度,即幅度键控。调制电路就是PIN开关。调制后信号经功放、滤波输出到天线。 (2)将待发射的低频信号调制到发射中频（如70MHz）上,与发射本振（微波/射频）混频得到发射机输出频率,再经功放、滤波输出到天线。在通信系统中常用此方案。 图像通信中,一般先将图像信号先做基带处理（6.5MHz）,再进行调制。

第4页，课件共103页，创作于2023年2月 (3)将待发射的低频信号调制到发射中频（如70MHz）上,经过多次倍频得到发射机频率,然后再经功放、滤波输出到天线。近代通信中常用此方案。 发射机典型电路如图13-1所示,可分成九个部分:中频放大器、中频滤波器、上变频混频器、射频滤波器、射频驱动放大器、射频功率放大器、载波振荡器、载波滤波器、发射天线。第5页，课件共103页，创作于2023年2月图13-1基本射频前端发射机电路第6页，课件共103页，创作于2023年2月 这些电路单元在前面均有介绍。放大器的基本原理与设计方法可参考第8章,滤波器的基本原理与设计方法可参考第7章,振荡器可参考第9章和第10章,天线在第12章有详细描述。在电路单元中还会用到耦合器、隔离器、匹配电路或衰减器等。一个发射机系统就是前面所学知识的组合。

第7页，课件共103页，创作于2023年2月 13.1.3上变频器 1.基本电路原理 发射混频器的基本电路结构图如图13-2所示。二极管上的电流为

式中,I0为二极管的饱和电流,UIF是中频信号的振幅,fIF为中频信号的频率,ULO是载波信号的振幅,fLO是载波信号的频率。

（13-1）

第8页，课件共103页，创作于2023年2月图13-2发射混频器的基本电路第9页，课件共103页，创作于2023年2月

混频后的输出射频频率为 fRF=mfIF+nfLO（13-2） 其中m,n为任意非零整数。 绝大多数情况下,RF频率应是载波与IF频率的和或差,即fRF=fLO±fIF。根据发射机指标和系统参数取和频或差频,利用射频输出端的滤波器实现端口间的隔离。主要的噪声信号有:镜频信号fim=fLO+2fIF;载波信号的谐波nfLO,n为正整数;边带谐波信号

fsb=fLO±mfIF 这些噪声需要特别加以抑制处理。

第10页，课件共103页，创作于2023年2月

2.上变频器的主要技术参数的定义和测量 1)变频耗损或增益 2)二阶互调IP2 IP2=PRF+(PRF-B-Lc）（13-4）

其中,IP2为混频器的输入二阶互调截止点,单位为dBm;PRF为混波器RF输入端的输入信号功率,单位为dBm;Lc是混波器输入信号频率fRF=fLO+fIF时的变频损耗,单位为dB;B是混波器输入信号频率fRF=fLO+0.5fIF时输出端频率为2fIF的信号功率,单位为dBm混频器的IP2测量电路与频谱示意图如图13-3(a)、(b)所示。（13-3）

第11页，课件共103页，创作于2023年2月 3)三阶互调IP3 （13-5） 其中,IP3为混频器的输入三阶互调截止点,Pin是混频器输入端的输入信号的功率,Δ是混频器输出信号与内调制信号的功率差(dB)。 混频器的IP3测量图及频谱示意图如图13-4(a)、(b)所示。第12页，课件共103页，创作于2023年2月 图13-3混频器的IP2测量电路与频谱(a)混频器的IP2测量电路；(b)混频器的IP2频谱图第13页，课件共103页，创作于2023年2月图13-4混频器的IP3测量电路与频谱(a)混频器的IP3测量电路；(b)混频器的IP3频谱图第14页，课件共103页，创作于2023年2月 4)1dB压缩功率P1dB 功率放大器的1dB压缩功率是发射机最大发射功率的主要参数。对于放大器,P1dB是线性放大的最大输出功率,其定义如图13-5(a)、(b)所示。第15页，课件共103页，创作于2023年2月图13-51dB压缩和线性动态范围(a)放大器的PSAT,P1dB和1dB功率压缩点；(b)放大器的1dB压缩和线性LDR关系图第16页，课件共103页，创作于2023年2月13.2射频接收机的基本知识 13.2.1射频接收机基本参数 射频接收机的基本参数介绍如下： (1)接收灵敏度: 描述接收机对小信号的反应能力。对于模拟接收机,满足一定信噪比时的输入信号功率;对于数字接收机,满足一定误码率时的输入功率。一般情况下接收灵敏度在－85dBm以下。第17页，课件共103页，创作于2023年2月

(2)选择性: 描述接收机对邻近信道频率的抑制能力。不允许同时有两个信号进入接收机。一般地,隔离指标在60dB以上。 (3)交调抑制: 接收机会有双频交调失真。在发射机和功率放大器中,大信号时会出现三阶互调失真。一般要求交调抑制在60dB以上。 (4)频率稳定度:描述接收机的本振信号的频率稳定度,影响接收机的中频信号的质量。 (5)本振辐射:由于混频器的隔离不好,本振信号进入接收信号通路,通过天线辐射,引起系统的三阶交调失真加重。第18页，课件共103页，创作于2023年2月 13.2.2接收机基本结构 接收机几乎都是超外差形式,即本振信号与接收信号进行混频,得到中频信号,经放大处理后解调信号。 1.基本电路 基本射频前端接收机基本电路构成如图13-6所示。

第19页，课件共103页，创作于2023年2月图13-6基本射频前端接收机基本电路第20页，课件共103页，创作于2023年2月 天线接收空间信号,射频滤波器通过预定波道频率阻止邻近波道信号。高频放大器是小信号低噪声放大器,其性能影响整机噪声系数和接收灵敏度。本振信号有足够的功率以驱动混频器,一般地,本振功率在7dBm以上。中频放大器的灵敏度一般在－60dBm以下,这是一个节点。接收机的调试要分段进行,每一大段都是对的,才能保证接收机工作正常。 2.其他形式的接收机 为了提高接收机的接收灵敏度,现代接收机采用二次混频方案,如图13-7所示。第21页，课件共103页，创作于2023年2月图13-7二次混频接收机第22页，课件共103页，创作于2023年2月 13.2.3接收机灵敏度 接收机灵敏度的定义为 （13-6）式中,K＝1.38×10-23J/°K,是波尔兹曼常数;T为绝对温度;Bw是系统的等效噪声频宽;SNRd是系统要求的信噪比;Zs是系统阻抗;FT是总等效输入噪声系数,由三大部分组成:接收器各级的增益与噪声系数Fin1、镜频噪声Fin2和宽带的本振调幅噪声Fin3,即 FT=Fin1+Fin2+Fin3(13-7)(13-8)第23页，课件共103页，创作于2023年2月(13-9)(13-10)第24页，课件共103页，创作于2023年2月

公式中变量说明如下: Fi为第i级的噪声系数；Gj为第i级的增益;Fi为镜像频率下的单级噪声系数;Gj

为镜像下的单级增益,G0=1；N为接收机的总级数（不包含混频器）;PLO为本振输出功率,单位为dBm;WNsb为边带频率上的相位噪声,单位为dBc/Hz;Lsb为带通滤波器边带频率上的衰减值,单位为dB;MNBsb为边带频率上的混频噪声；T0为室温290K;M为边带频率的总个数；N为包含混频器在内从接收端至混频器的总级数。

第25页，课件共103页，创作于2023年2月 射频前端接收器可分为天线、射频低噪声放大器、下变频器、中频滤波器、本地振荡器。其工作原理是将发射端所发射的射频信号由天线接收后,经LNA将功率放大，再送入下变频器与LO混频后由中频滤波器将设计所要的部分解调出有用信号。 13.2.4接收机灵敏度计算实例 某接收系统各级增益及噪声系数列于表13-1中。

第26页，课件共103页，创作于2023年2月表13-1接收机指标分配实例第27页，课件共103页，创作于2023年2月

其他相关指标特性如下：RF-BPF2镜像衰减量为10dB,等效噪声频宽为Bw=12kHz,LO输出功率为PLO=23.5dBm,LO单边带相位噪声为WNsb=-165dBc/Hz,带通滤波器响应参数为0.0dB@fLO±fIF、10.0dB@2fLO±fIF、20.0dB@3fLO±fIF，混频噪声均衡比(MixerNoiseBalance)为30.0dB@fLO±fIF、25.0dB@2fLO±fIF、20.0dB@3fLO±fIF,系统的实测信噪比为SNR=6dB(3.981)。计算过程如下： 步骤一：求Fin1。由上述公式可计算出表13-2所列结果。第28页，课件共103页，创作于2023年2月表13-2Fin1的计算

第29页，课件共103页，创作于2023年2月 故可得： Fin1=1+0.778+2.204+0.066+1.025+0.464+2.396+0.485=8.418 步骤二：求Fin2(见表13-3和表13-4)。第30页，课件共103页，创作于2023年2月表13-3Fin2的计算1第31页，课件共103页，创作于2023年2月表13-4

Fin2的计算2第32页，课件共103页，创作于2023年2月

故可得

步骤三：

求Fin3

(见表13-5)。

第33页，课件共103页，创作于2023年2月表13-5Fin3的计算

第34页，课件共103页，创作于2023年2月

混频器前的总增益为 可得 Fin3=1.984+1.984+0.628+0.628+0.198+0.198=5.62

步骤四：求FT:FＴ=Fin1+Fin2+Fin3=8.418+0.63+5.62=14.668第35页，课件共103页，创作于2023年2月 步骤五：

求接收灵敏度: 13.2.5接收机的选择性 接收选择性亦称为邻信道选择度ACS,是用来量化接收机对相邻近信道的接收能力。当今,频谱拥挤,波段趋向窄波道,更显示了接收选择性在射频接收器设计中的重要性。这个参数经常限制系统的接收性能。第36页，课件共103页，创作于2023年2月 接收选择度的定义为 它由下列五大部分组合而成:单边带相位噪声、本地振荡源的噪声、中频选择性、中频带宽、同波道抑止率或截获率。式中,ACS对应于接收灵敏度的邻信道选择性,单位为dB;CR为同信道抑止率,单位为dB;IFS为中频滤波器在邻信道频带上的抑制衰减量,单位为dB;Bw为中频噪声频宽Δ与邻信道频率的差值,单位为Hz；Sp为本地振荡信号与出现在频率为fLO+Δ处的邻信道噪声的功率比，单位为dBc;PNSSB(dBc/Hz)是本地振荡信号在差频Δ处的相位噪声,单位为dBc/Hz,如图13-8所示。

(13-11)第37页，课件共103页，创作于2023年2月图13-8本地振荡的频谱第38页，课件共103页，创作于2023年2月 13.2.6接收杂波响应 从中频端观察,所有非设计所需的杂波信号皆为噪声信号,而大部分的接收噪声信号来源于RF与LO的谐波混频。在实际应用中,不可能没有杂波,要看杂波功率是否在系统允许范围之内。由混频器的特性可知,RF、LO与IF三端频率的相互关系为

较常出现的接收杂波响应有下列三项:镜频fRF±2fIF、半中频fRF±(fIF/2)、中频fIF,如图13-9所示。(13-12)第39页，课件共103页，创作于2023年2月图13-9常见的接收杂波响应第40页，课件共103页，创作于2023年2月 在双工收发机中,即发射与接收同时作用时,还会再多出现两项杂波,如图13-10所示。

第41页，课件共103页，创作于2023年2月图13-10双工接收的杂波第42页，课件共103页，创作于2023年2月 13.2.7接收互调截止点 互调截止点是射频/微波电路或系统线性度的评价指标,由此可推算出输入信号是否会造成失真度或互调产物。接收机的互调定义与功放或发射机的互调定义类似,如图13-11所示。

第43页，课件共103页，创作于2023年2月图13-11n阶互调截止点第44页，课件共103页，创作于2023年2月 1.二阶互调截止点IP2 IP2是用来判断混频器对半中频噪声的抑制能力的主要参数。对于一个接收系统中混频器的输入二阶互调截止点IP2INPUT的计算方式为(13-13)第45页，课件共103页，创作于2023年2月 计算实例： 计算如图13-12所示接收系统的IP2。已知参数见表13-6。

第46页，课件共103页，创作于2023年2月图13-12接收系统的IP2计算实例第47页，课件共103页，创作于2023年2月表13-6已知条件第48页，课件共103页，创作于2023年2月 由式(13-13)可得 IP2INPUT=40-(-2+10-3)+2×(10+0+15)=85dBm 2.半中频杂波抑制度1/2-IFR 半中频杂波抑制度定义为

假设FM接收机的混频器IP2INPUT=50dBm,系统的接收灵敏度S=-115dBm,同信道抑止率CR=5dB,由式(13-14)可计算出此接收器的半中频杂波抑制度为

(13-14)第49页，课件共103页，创作于2023年2月 3.射频放大器的接收增益

（13-15）

其中,GT为射频放大器的接收增益,Famp为射频放大器的噪声系数,Gamp为射频放大器的增益,Fmixer为混频器的噪声系数,此参数会降低混频器的杂波抑制度,降低的值为 其中n为杂波响应的阶数(n>1)。对半中频而言,n=2。

第50页，课件共103页，创作于2023年2月 4.三阶互调截止点IP3 IP3是用来决定接收系统抵御内调制失真的能力,计算步骤如下： (1)绘出系统的电路方块图,并标明各级的增益(单位为dB)、三阶互调截止点(单位为dBm)。对于滤波器和衰减器,IP3=∞。 (2)换算出各级的等效输入互调截止点,公式如下:第51页，课件共103页，创作于2023年2月 式中,IPn是第n级的等效输入三阶互调截止点,单位为dBm；IP3n是第n级的三阶互调截止点,单位为dBm；Gi是各级的增益,单位为dB。 (3)将各级的等效输入互调截止点(IPi)的单位从dBm换算成mW： IPn(mW)=10IPn(dBm)/10 (4)假设各级的输入互调截止点皆独立不相关,则系统输入三阶互调截止点为各级的输入互调截止点的并联值,即第52页，课件共103页，创作于2023年2月 (5)将系统输入三阶互调截止点(IP3INPUT)的单位从mW换算成dBm: IP3INPUT（dBm）=10lg(IP3INPUT（mW）) 计算实例： 以图13-13为例,计算系统输入三阶互调截止点IP3INPUT。已知条件见表13-7。

第53页，课件共103页，创作于2023年2月图13-13接收系统的IP3计算实例第54页，课件共103页，创作于2023年2月表13-7已知条件第55页，课件共103页，创作于2023年2月 依据式(13-16),计算得 IP3INPUT=8.02mW=9.04dBm 5.内调制抑制率IMR 内调制失真用于描述系统的非线性特性,三阶内交调失真是最常发生的。内调制抑制率的计算公式为 式中,IMR为内调制抑制度,单位为dB;IP3为等效输入三阶互调截止点,单位为dBm；S是接收灵敏度，单位为dBm;CR是同信道抑制率,单位为dB。

(13-17)第56页，课件共103页，创作于2023年2月 计算实例： 假设前例接收系统的S=-115dBm,CR=5dB,则其内调制抑制率为 IMR=(2×9.04-2×(-115)-5)=81dB第57页，课件共103页，创作于2023年2月13.3全双工系统 在现代发射机和接收机系统中,通常使用一个天线工作。发射信号和接收信号靠双工器分开,可以用作双工器的射频/微波元件有高速开关、滤波器、环行器等。 图13-14给出了两个常用双工系统,图（a）适用于数据传输系统,开关控制发射与接收的切换,发射与接收频率相同；图(b)是异频双工,发射与接收频率不同,两个滤波器的中心频率不同,同时工作,互不影响,这个电路就是移动通信手机的工作方式。第58页，课件共103页，创作于2023年2月图13-14两个双工系统第59页，课件共103页，创作于2023年2月13.4雷达基本原理 雷达用于无线电探测与测距。其基本原理是发射电磁波,检测由目标反射回来的回波信号,判断目标的位置或形状、运动特征。雷达的基本构成是发射机、接收机和天线。距离由回波时间确定,方位由回波方向确定,运动速度由回波的多普勒频移确定。 第60页，课件共103页，创作于2023年2月 实际的雷达系统要复杂得多。要针对不同用途,设计某些特定指标和功能。通常雷达的波束窄,频带窄,功率大。雷达分类如下： (1)按安装位置分：机载、地面、舰载、空间、导弹等。 (2)按功能分：搜索、跟踪、搜索和跟踪。 (3)按应用分：交通管理、气象、避让、防撞、导航、警戒、遥感、武器制导、速度测量等。 (4)按波形分：脉冲、脉冲压缩、连续波、调频连续波等。第61页，课件共103页，创作于2023年2月 13.4.1雷达方程 图13-15所示的雷达的基本结构由发射机、接收机、天线和目标组成。发射功率为Gt,回波为Gr,天线增益为G＝Gt＝Gr,天线有效面积为Ae＝Aet＝Aer,目标散射截面为σ,则回波功率为 这就是雷达方程。它给出了目标距离与雷达发射功率,天线性能和目标特性之间的关系。(13-18)第62页，课件共103页，创作于2023年2月图13-15雷达基本原理第63页，课件共103页，创作于2023年2月 如果给定最小可检测功率Si,

min,就可得到雷达的最大作用距离为 接收灵敏度Si,min与接收机噪声系数有关,即(13-19)(13-20)第64页，课件共103页，创作于2023年2月 故作用距离为 考虑极化失配、天线偏焦、空气损耗等系统损耗Lsys,则作用距离还要缩短,即(13-21)(13-21)第65页，课件共103页，创作于2023年2月 计算实例: 已知35GHz脉冲雷达指标如下,计算最大作用距离。(目标直径为1cm。) Pt=2000kW,T=290K,G=66dB,（S0/N0）min=10dBB=250MHz,Lsys=10dB,F=5dB,n=10 已知条件换算成雷达方程内所用形式为 Pt=2×106W,T=290K,G=66dB＝3.98×106（S0/N0）min=10dB=10,B=2.5×108HzLsys=10dB=10,F=5dB=3.16,n=10 σ＝4.45×10-5m2,

k=1.38×10-23J/K第66页，课件共103页，创作于2023年2月 代入式(13-22),可算得Rmax=35.8km。 从式(13-22)中可以看出,回波功率随距离按4次方变化,目标越近,回波功率急剧增大。回波还与天线、系统损耗和目标散射截面有关。 13.4.2雷达散射截面σ（RCS） 不同目标形状对不同频率的信号的回波特性不同。考虑图13-16所示两种形状的目标,从电磁波的几何特性就可估计到回波功率不同。

第67页，课件共103页，创作于2023年2月图13-16雷达散射截面第68页，课件共103页，创作于2023年2月 目标的雷达散射截面与工作频率和目标结构有关。通过Maxwell方程在给定边界结构下的严格求解可以得到目标的RCS。对于简单结构可以较为严格地求解,大部分情况下要进行数值计算,结合测量的方法才能得到近似的RCS。表13-8给出了人体在不同频率下的RCS。第69页，课件共103页，创作于2023年2月表13-8人体在不同频率下的RCS第70页，课件共103页，创作于2023年2月 在厘米波段,常见物体的RCS的近似值如表13-9所示。第71页，课件共103页，创作于2023年2月表13-9厘米波段常见物体的RCS近似值第72页，课件共103页，创作于2023年2月 雷达散射截面RCS还可以用dBSm表示,即散射截面相对于1m2的dB值,如10m2就是10dBSm。第73页，课件共103页，创作于2023年2月 13.4.3脉冲雷达 脉冲雷达在测距方面用途很广。图13-17所示为调制脉冲、发射微波脉冲和回波信号的关系。发射平均功率为 回波脉冲与发射脉冲之间的时间差tR与距离和光速c的关系为(12-23)(12-24)第74页，课件共103页，创作于2023年2月 可以想象,tR必须小于Tp,也就是说最大可测距离为(12-25)第75页，课件共103页，创作于2023年2月图13-17脉冲雷达原理第76页，课件共103页，创作于2023年2月 增加脉冲周期,降低脉冲频率,可以提高自由距离。回波脉冲与杂波的比限定了灵敏度,脉冲宽度与匹配滤波器的带宽的关系取为 Bτ≈1（13-26）比较合适。第77页，课件共103页，创作于2023年2月

13.4.4连续波雷达 连续波雷达又称为多普勒雷达,用来检测运动目标,测量目标的运动速度。 如果声波或光波的源与目标有相对的运动,振荡器的频率就会有变化,这个现象就是多普勒频移现象。 若雷达的频率为f0,目标的相对运动速度为vr,雷达与目标的距离为R,则电磁波到达和离开目标时相位的变化为 （13-27）第78页，课件共103页，创作于2023年2月 目标与雷达的相对运动会引起φ的连续变化,对应于一定的角频率的变化,即 故（13-28）（13-29）第79页，课件共103页，创作于2023年2月

由于vr远小于c,f0很大时,处于微波频段,fd才能明显地测出来。 接收信号频率为f0±fd,“＋”对应于目标靠近,“－”对应于目标远离。对于目标运动与视线有夹角的情况(如图13-18所示),有 vr=vcosθ（13-30）第80页，课件共103页，创作于2023年2月图13-18目标运动与雷达视线第81页，课件共103页，创作于2023年2月

计算实例： 警用雷达的工作频率为10.5GHz,汽车以100km/h的速度面向雷达,求多普勒频率。 已知θ=0,f=10.5GHz,vr=v=100km/h=27.78m/s,故由式（13-29）得 fd==1944Hz 由于无需脉冲调制,连续波雷达比脉冲雷达简单一些。回波信号与发射信号混频,差频为多普勒频率,放大后测量频率即可得到目标的运动速度。频率测量方法有两种,经典的方法是用一系列滤波器区分多普勒频率,现在可用计数器直接读出多普勒频率或直接显示目标速度。发射接收之间用环行器或极化隔离,也可分别用发射天线和接收天线。第82页，课件共103页，创作于2023年2月13.5通信基本原理 射频/微波通信系统包括数据链、散射通信、卫星通信、移动通信、无线网络等。视距通信中，地球表面大约50km设一个站,卫星通信只需要三颗空间卫星站就能覆盖全球,提供大量图像和声音通信波道。

第83页，课件共103页，创作于2023年2月 13.5.1FRIIS传输方程 考虑图13-19所示的发射接收系统,接收到的功率为 天线的增益与有效面积的关系为 故（13-31）

（13-32）

第84页，课件共103页，创作于2023年2月 这就是FRIIS功率传输方程,接收的功率与两个天线的增益成正比,与距离的平方成反比。如果接收功率等于接收灵敏度,Pr=Si,min,则最大通信距离为 考虑系统损耗Lsys和接收机的噪声系数,则（13-33）

（13-34）

第85页，课件共103页，创作于2023年2月图13-19发射机与接收机示意图第86页，课件共103页，创作于2023年2月 计算实例： 两路通信系统,10GHz发射机的输出功率为100W,发射天线增益为36dB,接收天线增益为30dB,系统损耗为10dB,求40km处的接收功率。 解

在式（13-32）中考虑系统损耗,则第87页，课件共103页，创作于2023年2月 13.5.2空间损耗 电磁波在空间传播,功率与距离的平方成反比,假定两个天线相同,则由式（13-32）得（13-35）

第88页，课件共103页，创作于2023年2月 计算实例： 计算4GHz信号在35860km处的衰减。 由式（13-35）计算得 SL=3.61×1019＝196dB

13.5.3通信链及信道概算 考虑系统损耗数据链的计算可以用式（13-32）表示,即（13-36）

第89页，课件共103页，创作于2023年2月 换算成分贝,有 Pr=Pt+Gt+Gr-SL-Lsys（13-37）

计算实例： 卫星与地面站如图13-20所示,工作频率为14.2GHz,波长为0.0211m,地面站发射功率为1250W,传输距离为37134km,星载接收机噪声系数为6.59dB,波道带宽为27MHz。 计算各级指标分配情况。由式（13-35）得 SL=207.22dB第90页，课件共103页，创作于2023年2月图13-20卫星通信信道示意图第91页，课件共103页