射频电路基础(第2版)PPT完整全套教学课件

目录第一章射频电路导论第二章谐振功率放大器第三章正弦波振荡器第四章噪声与小信号放大器第五章振幅调制与解调第六章混频第七章角度调制与解调第八章数字调制与解调第九章反馈与控制第十章数字频率合成第一章射频电路导论1.1射频电路的应用1.2射频电路的非线性特点1.3本书的主要内容、组织结构和学习要求本章小结思考题和习题

“射频”一词的英文为“radiofrequency”,即无线电频率。为了实现无线电远程传输信息、无线电探测和测距、无线电近距离组网和数据传输以及无线电无接触识别等功能,人们先后发明和发展了无线电远程通信、雷达、蓝牙和射频识别等技术设备。其中,包含晶体管、场效应管等有源器件的电路称为电子线路,而实现无线电的发射、接收以及信息的加载和提取的电子线路则称为射频电路。

表1.1列出了目前常用的无线电频率的划分和使用情况。

从表1.1中可以看出,射频覆盖的频率范围很广,根据频率从低到高,射频可分为以下三类:

(1)低于300kHz的为低频范围,包括极低频、超低频、特低频、甚低频和低频五个频段;

(2)300kHz~300MHz为高频范围,包括中频、高频和甚高频三个频段;

(3)频率高于300MHz的范围为微波范围,包括特高频、超高频和极高频三个频段。

相应地,射频电路也根据上述频率分为低频电子线路、高频电子线路和微波电子线路三类。

1.1射频电路的应用

虽然射频电路系统的具体设备多种多样,组成和复杂程度不同,但系统的最基本结构相同,如图1.1.1所示,包括发射机和接收机两个主要部分。图1.1.1射频电路系统的最基本结构

图1.1.1中,信道即无线电波的传输媒质,如空气、真空、海水、地表。

发射机的作用是把发射端用户要发送的信息经过输入变换器,变换为电信号,如话筒的语音、摄像头的图像和各种传感器的感应信号读数,都要变换为电压或电流,这样的电信号称为基带信号。接下来,为了适合在信道传输,发射机需要根据信道的特点(如信道对各种频率的无线电波的反射和衰减),把基带信号经过发射变换器,生成适合信道传输的频带信号。最后,发射机需要把频带信号送上天线,变成无线电发射到信道中。

接收机和发射机的功能与工作顺序正好相反。首先,置于信道中的天线从无线电感应出频带信号,再通过接收变换器,从频带信号中恢复基带信号,基带信号最后经过输出变换器,产生语音、图像和传感器的感应信号读数,分别通过扬声器、显示器、液晶面板等提供给接收端用户。

1.1.1无线电远程通信

无线电远程通信起始于意大利人马可尼从1895年开始的室外电磁波通信实验,最初的目的是实现无线电报。经过100多年的发展,无线电远程通信从无线电报发展到无线电广播、电视、移动通信等,逐步覆盖了陆地、海洋和太空,从固定通信发展到移动通信,从模拟通信发展到数字通信。无线电广播、电视和移动通信使用的无线电频率为300kHz~3000MHz。

图1.1.2给出了无线电广播和电视系统的基本结构。图1.1.2无线电广播和电视系统的基本结构

工作过程中,发射机的核心任务是通过调制使低频基带信号变为高频已调波,而接收机的核心任务是对已调波检波以恢复基带信号。之所以要进行调制和检波,主要是考虑到高频已调波适合在空气和太空中以无线电波形式远程传输,而且高频已调波波长较短,有利于发射天线和接收天线的小型化。另外,可以利用不同频率的已调波区分不同的基带信号,以分别接收,避免混淆。

1.1.2雷达

雷达的工作原理基于1886年德国人赫兹验证的电磁波的产生、接收和目标散射现象。第二次世界大战期间,雷达大规模应用于对空中和海上目标的探测,包括目标的有无、距离和方向,在战争中发挥了重要作用。二战时期和二战结束后,随着电子技术的进步,如天线收发开关和磁控管的出现、大规模和超大规模集成电路和电子计算机的问世,雷达的性能得到了极大提高,功能日趋强大,包括采用双/多基地发射天线和接收天线探测隐身目标,采用脉冲多普勒工作体制获得目标的频域信息,采用有源电子扫描天线阵列实现多目标跟踪和攻击,以及低探测率的隐身性能和实现同时多功能(如地形跟踪和对空搜索同时进行)等。

图1.1.3给出了脉冲雷达系统的基本结构。图1.1.3脉冲雷达系统的基本结构

1.1.3蓝牙

瑞典的爱立信公司在1994年前后开始探索移动电话及其附属设备的无线电接口技术,IBM、英特尔、诺基亚和东芝公司于1998年加入,共同研发低功耗的无线电近距离组网和数据传输技术及协议标准,并将其正式命名为蓝牙,暗喻其统一无线局域网通信标准的前景。蓝牙可实现移动电话、笔记本电脑、移动存储设备、键盘、鼠标、打印机、耳机等设备之间随时随地的无线连接,同时也方便设备与因特网之间的高效率通信,并实现通信内容和通信功能的多样化,构建资源共享的局部个人网络。

蓝牙工作在全球通用的2.4GHz工业、科学和医学(ISM)频段,采用高斯频移键控(GFSK)调制,利用时分双工传输方案,最大数据传输速率为1Mb/s,最大传输距离为10m,支持点对点及点对多点通信,通过采用跳频、短数据包和自适应发射功率来进行调节以提高抗干扰能力,系统最大跳频速率为1600跳/s,在2.402~2.480GHz之间采用79个间隔1MHz的频点。

图1.1.4给出了一种蓝牙无线电单元的基本结构。蓝牙无线电单元包括基带处理器和无线电收发器。基带处理器用来实现系统同步时钟,发射数据和接收数据的准备和处理,无线电收发器的控制(如发射功率调节和跳频选择)以及与蓝牙主机的数据交换等。图1.1.4一种蓝牙无线电单元的基本结构

无线电收发器中,鉴相器、环路低通滤波器和压控振荡器构成频率合成器,生成跳频载波。在发射阶段,发射数据经过高斯低通滤波器,改变压控振荡器的振荡频率,生成GFSK信号,即已调波,经过功率放大器和平衡不平衡转换器后,收发开关接到发射端,GFSK信号送上天线发射。在接收阶段,收发开关接到接收端,GFSK信号经过不平衡平衡转换器和低噪声放大器,用频率合成器提供的本振信号解调,再经过检测判决器,生成接收数据,并与系统时钟同步。

1.1.4射频识别

射频识别(RFID)的应用可以追溯到第二次世界大战,为了对雷达发现的空中目标进行敌我识别,英国于1939年开始在自己的飞机上安装具有RFID功能的系统,对己方雷达发射的微波查询信号做出应答。1948年,HarryStockman在ProceedingsoftheI.R.E.(InstituteofRadioEngineers)上发表了有关RFID实用研究的具有里程碑意义的论文《CommunicationbyMeansofReflectedPower》,预言了RFID的实用前景。此后30年,科技进步使得RFID的大规模应用成为现实。现在RFID系统广泛应用于出入检查、电子收费、物品管理、物流跟踪、交通管理和调度等各种军用和民用领域。

图1.1.5是一种电感耦合RFID系统阅读器和电子标签的基本结构,阅读器和电子标签都包括基带处理器和无线电收发器。基带处理器负责发射数据的编码和加密,以及接收数据的解码和解密,阅读器的基带处理器还需要负责数据协议处理和与应用系统软件的数据交换,电子标签的基带处理器还需要完成数据存储和读取。当数据从阅读器向电子标签传输时,阅读器的无线电收发器通过振荡器产生载波,调制器用发射数据生成振幅键控(ASK)信号,经过功率放大器,送到线圈1。

线圈1和电子标签的线圈2可以分别看做一个变压器的原边和副边,线圈2上通过电感耦合得到的ASK信号经过ASK解调和检测判决器,获得接收数据。当数据从电子标签向阅读器传输时,阅读器在线圈1上提供载波电流,电子标签的发射数据通过负载电阻调制器,改变电子标签的等效负载电阻,经过变压器阻抗变换,改变线圈1上的反射电阻,从而改变了载波电压振幅,生成ASK信号,经过带通滤波器和高频放大器后,ASK解调和检测判决器给出接收数据。上述过程中,电子标签始终通过电压控制器对线圈2上的感应电压进行整流、限幅和稳压,从而获得所需的电能。

图1.1.5电感耦合RFID系统阅读器和电子标签的基本结构

图1.1.6是一种电磁反向耦合RFID系统阅读器和电子标签的基本结构,为了提高数据传输的频带利用率和抗干扰能力,采用了正交振幅调制(QAM)信号取代ASK信号。阅读器通过频率合成器和功率分配器分别为调制和解调提供载波和本振信号。当数据从电子标签向阅读器传输时,电子标签通过负载阻抗调制器改变电子标签的阻抗(包括大小和相位),对阅读器发射的载波进行正交振幅调制,调制后的QAM信号反射回阅读器,携带了电子标签的数据。阅读器在天线前加接了环形器以隔离阅读器发射的载波和接收的QAM信号。图1.1.6电磁反向耦合RFID系统阅读器和电子标签的基本结构

1.2射频电路的非线性特点

非线性电路在射频电路中应用非常普遍,射频电路的主要组成部分,包括振荡、倍频、功率放大、调制、混频和解调都是用非线性电路完成的。非线性电路的输入信号和输出信号之间成非线性关系。晶体管、场效应管放大器在大信号状态下工作时,由于有源器件转移特性的非线性,会使得输出电流和输入电压之间表现出非线性关系。

图1.2.1(a)和图(b)给出了晶体管的转移特性。直流偏置电压UBEQ作为横坐标,确定了转移特性曲线上直流静态工作点Q的位置,Q的纵坐标是晶体管没有交流输入电压时输出的集电极静态电流ICQ。图1.2.1中对比了输入交流电压后小信号和大信号两种情况下,线性放大和非线性放大输出的集电极电流iC

的波形。小信号线性放大时,iC与输入电压uBE波形一致,而大信号非线性放大时,iC

和uBE的波形有明显差别。图1.2.1基于晶体管转移特性的信号放大

现在给晶体管提供两个交流输入电压u1=U1m

cosω1t和u2=U2mcosω2t。小信号工作(即振幅U1m

和U2m都很小)时,工作点只在Q附近很小的范围内沿转移特性曲线运动,可以近似认为这个范围内转移特性曲线是一段直线,电路是线性电路。集电极电流iC的解析表达式可以写为

上式是转移特性曲线以Q为中心,在Q附近的一阶泰勒级数展开式。其中,a0

是集电极静态电流ICQ,a1

是晶体管在Q处的交流跨导gm

。上式可写为

其中,a1u1和a1u2

是u1和u2分别输入时输出的交流电流,相加得到它们同时输入时产生的输出,所以,以上线性电路适用叠加定理,而且iC的交流成分中只存在和输入信号频率相同的频率分量,即a1U1mcosω1t和a1U2mcosω2t。

如果增大U1m和U2m,使电路进入大信号状态工作,则工作点的运动范围扩大,在这个大范围内,转移特性曲线不再近似为直线,电路变成了非线性电路。为了体现这个非线性关系,集电极电流iC至少应该用转移特性曲线在Q附近的二阶泰勒级数展开,即

结果中除了和输入信号频率相同的频率分量外,还出现了包括ω1+ω2和ω1-ω2

等新的频率分量。

1.3本书的主要内容、组织结构和学习要求

本书的组织结构和简要内容如下:(1)谐振功率放大器。这部分介绍谐振功放的工作原理、工作状态、功率和效率的计算,以及电路设计。(2)正弦波振荡器。这部分介绍正弦波振荡器的振荡条件以及各种类型正弦波振荡器中振荡条件的实现,计算振荡频率,推导振幅起振条件,分析正弦波振荡器的频率稳定度。

(3)噪声与小信号放大器。这部分介绍射频电路噪声的来源与特性、各种主要元器件的噪声等效电路模型、噪声系数和等效噪声温度的计算方法,并分析散射参数和各类射频小信号放大器的特点和设计方法。

(4)振幅调制与解调。这部分介绍振幅调制信号的分类、参数、频谱和功率分布,各种振幅调制和解调的原理,以及各种典型实现电路和相关计算。

(5)混频。这部分介绍混频的原理、各种典型实现电路和相关计算,并分析混频的各种干扰。

(6)角度调制与解调。这部分介绍调频信号和调相信号的时域参数、频谱和功率分布,各种频率调制和相位调制的原理,变容二极管调频和调相电路,以及调频信号和调相信号解调的各种原理和实现电路。

(7)数字调制与解调。这部分介绍二进制和多进制振幅键控(ASK)、频移键控(FSK)与相移键控(PSK)调制与解调的原理,分析各种解调方法的误码率,并介绍正交振幅(QAM)调制、偏移QPSK(OQPSK)调制和最小频移键控(MSK)调制的原理。

(8)反馈与控制。这部分介绍自动增益控制电路、自动频率控制电路和自动相位控制(锁相环)电路的特点、结构和应用。

(9)数字频率合成。这部分介绍数字频率合成的实现技术及其应用、主流的数字锁相频率合成技术和直接数字频率合成技术。

虽然非线性电路在射频电路中可以完成多种功能,但是都是基于非线性器件的传输特性设计的,所以不同的非线性电路在工作原理和电路结构上有很多共性,对它们的分析过程也有相似的规律性,学习本书需要从共性上认识各种非线性电路,从规律性上掌握分析过程。

非线性电路用非线性代数方程和非线性微积分方程进行数学描述,模型的精确求解,尤其是解析结果的获得比较困难,所以需要采用工程近似方法,根据实际情况对元器件的性能和电路的工作条件进行合理近似,以此为基础,用简单的模型获得有实用意义的结果,如定性分析电路功能,并在一定误差范围内给出定量的计算结果。除了学习各种典型的非线性电路外,近似处理在工程分析过程中的合理应用是通过学习本书要掌握的重要思想方法。

本章小结

本章讲述了射频电路的定义、频谱范围、应用及特点。(1)射频电路用来实现无线电的产生、接收以及信息的加载和提取。根据无线电的频率,射频电路分为低频电子线路、高频电子线路和微波电子线路三类。

(2)射频电路包括发射机和接收机两个主要部分。在不同的应用中,发射机和接收机的具体构成有所不同,但基本上,发射机包括振荡器、倍频器、高频放大器、调制器、功率放大器、输入变换器、天线、电源等;接收机包括输入回路、高频放大器、本地振荡器、混频器、中频放大器、检波器、输出变换器、天线、电源等。

(3)射频电路的主要功能,包括振荡、倍频、功率放大、调制、混频和解调都是用非线性电路完成的。非线性电路的输出信号中会出现有用的新的频率分量。对非线性电路的分析,不适宜采用叠加定理。

思考题和习题

1.1什么是射频电路?其主要用途是什么?1.2射频电路系统中,发射机和接收机的作用是什么?1.3短波广播的波长范围为11.5~130.4m,为了避免相邻电台之间的干扰,电台之间的频率差至少为9kHz,则短波广播最多可以容纳多少个电台?1.4无线电广播的发射机中调制的目的是什么?接收机采用超外差接收的优点是什么?

1.5雷达系统中的频率合成器在信号发射和接收中的功能是什么?

1.6在通用的ISM频段内,蓝牙无线电单元采用什么方式提高抗干扰能力?

1.7查找资料,画出一种RFID阅读器的无线电单元的基本结构,分析其中各部分的功能。

1.8无线电广播和电视系统的基本结构中,哪些功能的实现采用了非线性电路?

1.9与线性电路相比,非线性电路有哪些特征?

1.10图P1－1(a)和图(b)中,晶体管的转移特性相同,分别工作在小信号状态和大信号状态。

(1)通过几何投影的方法近似作出集电极电流iC的波形。

(2)判断两种情况下iC的平均值是否为集电极静态电流ICQ。图P1－1第二章谐振功率放大器2.1谐振功率放大器的工作原理2.2谐振功率放大器的工作状态2.3谐振功率放大器的高频特性2.4谐振功率放大器的综合分析2.5谐振功率放大器的电路设计2.6开关型功率放大器2.7功率分配与合成2.8集成器件与应用电路举例本章小结思考题和习题

2.1谐振功率放大器的工作原理

因为涉及信号的非线性变换和有源器件工作状态的转换,所以不能用传统的基于器件模型的电路分析来完整认识谐振功率放大器。谐振功放的工作原理需要在原理电路的基础上,通过图解法和解析法,在时域和频域上综合分析。

2.1.1原理电路

谐振功率放大器的原理电路如图2.1.1所示,电路采用晶体管作为有源器件,这样的晶体管也称为功率管。输入回路和输出回路共用晶体管的发射极,构成共发射极组态,可以实现倍数较大的电压、电流和功率放大。直流偏置电压UBB和电压源电压UCC为晶体管提供直流偏置。前级电路提供的被放大功率的交流信号用交流输入电压ub代表,UBB和ub叠加产生晶体管的输入电压uBE。

uBE经过晶体管放大产生集电极电流iC,iC流过电感L、电容C和电阻R构成的LC并联谐振回路,在回路两端生成交流输出电压uc,uc代表放大功率后的交流信号。谐振时,LC并联谐振回路的谐振频率ω0与交流信号的频率ω相等,uc的方向与C的方向一致,晶体管的输出电压uBE等于UCC和uc反向叠加。

图2.1.1谐振功率放大器的原理电路

2.1.2波形变换

晶体管的转移特性如图2.1.2所示。大信号工作时,集电极电流iC变化范围较大,iC和输入电压uBE的关系可以近似为两段直线,分别代表晶体管的放大区和截止区。两段直线连接点的uBE为晶体管的导通电压uBE(on),放大区的转移特性曲线的斜率为晶体管的交流跨导gm

。图2.1.2谐振功率放大器的波形变换

2.1.3选频滤波

谐振功率放大器的交流输出电压uc应该和交流输入电压ub一样,是完整的余弦波,所以不能简单地用一个负载电阻直接把余弦脉冲形式的集电极电流iC转换成余弦脉冲电压,而需要分析iC的频谱结构,用负载网络对其选频滤波,得到并输出余弦波电压。

作为周期信号,iC可以分解为各个频率分量叠加的形式,即

其中,IC0为直流分量,即iC的时间平均值,其他各项都是交流分量。交流分量包括频率为ω的基波分量Ic1mcosωt、频率为2ω的二次谐波分量Ic2mcos2ωt,以及后续的各个高次谐波分量。各个交流分量单独都是余弦波,频率是ω的整数倍,振幅各不相同。

在放大区,晶体管的转移特性近似为直线,uBE和iC是线性关系。在通角范围内,如ωt从-θ到θ时,iC可以用cosωt的线性函数如acosωt+b描述,并利用ωt=0时iC=iCmax和ωt=θ时iC=0确定参数a、b的取值。ωt从-π到π的一个周期中,iC的表达式为

参考附录A,利用傅立叶变换,可以计算出iC的直流分量的幅度和各个交流分量的振幅,它们都是iC的峰值iCmax和与θ有关的余弦脉冲分解系数的乘积:IC0=iCmaxα0(θ),Ic1m=iCmaxα1(θ),Ic2m

=iCmaxα2(θ),…。IC0,Ic1m,Ic2m

,…都随θ变化,θ=π/3时,iC的频谱如图2.1.3所示。图2.1.3通角θ=π/3时集电极电流iC的频谱

当LC并联谐振回路的谐振频率ω0等于交流输入电压ub的频率ω时,LC回路对集电极电流iC中的基波分量Ic1mcosωt谐振,对该电流表现为谐振电阻Re,在回路两端得到交流电压uc=ReIc1mcosωt=Ucmcosωt。对iC中其他的频率分量,LC回路则失谐而近似为短路,不能得到交流输出电压。上述选频滤波的频域描述如图2.1.5所示。经过选频滤波,回路两端的交流输出电压只有iC的基波分量产生的频率为ω的余弦波。

类似地,如果LC回路的谐振频率等于ub的频率的整数倍,如ω0=nω(n=2,3,4,…),则LC回路对iC中的n次谐波分量Icnmcosnωt谐振,而对其他频率分量失谐。选频滤波后,回路两端的交流输出电压uc=ReIcnmcosnωt=Ucmcosnωt。于是,电路在放大功率的同时也提高了频率,可以实现倍频功放。

2.1.4功率和效率

谐振功率放大器输出回路的电压和电流明显大于输入回路,可以近似地只分析输出回路来研究功率和效率。

在输出回路中,电压源UCC提供给电路的功率称为直流输入功率。UCC给出的电流主要是集电极电流iC,其时间平均值为余弦脉冲的直流分量IC0,直流输入功率为

LC并联谐振回路上的交流功率是谐振功放提供给后级电路的功率,称为交流输出功率。在基波输出,即LC回路的谐振频率ω0等于交流输入电压ub的频率ω时,谐振电阻Re上的交流电流为iC中的基波分量Ic1mcosωt,交流电压uc=Ucmcosωt,交流输出功率为

直流输入功率是电压源提供的总功率,除去交流输出功率提供给后级电路外,剩下的功率消耗在电路内部,又因为晶体管集电结上反偏电压最大,又流过完整的集电极电流,所以功率消耗主要集中在集电结上,这部分功率称为集电结消耗功率。根据能量守恒,集电结消耗功率PC=PE-Po。设计电路时,集电结消耗功率不能超过所选晶体管允许的最大功耗,以保证管子不被烧坏。

谐振功放的集电极效率是有用的交流输出功率与总的直流输入功率的比值,参考式(2.1.1)和式(2.1.2),有

其中,g1(θ)=α1(θ)/α0(θ),称为波形函数,其与通角θ的关系如图2.1.6所示。．

图2.1.6中,θ从0变化到π,包含了甲类、甲乙类、乙类和丙类功率放大器的情况。从甲类功放到丙类功放,随着θ的减小,g1(θ)增大,集电极效率ηC不断提高。图2.1.6波形函数g1(θ)与通角θ的关系

2.2谐振功率放大器的工作状态

在同一通角下,由于晶体管工作点的运动轨迹不同,谐振功率放大器可以有不同的工作状态,各种工作状态下的输出电压和电流参数的变化特征不一样,功率和效率也有区别。调整通角和工作状态可以使输出电压和电流参数的变化特征符合需要,并获得合适的功率和效率。

2.2.1动特性曲线

动特性曲线如图2.2.1所示。作为参考,输入电压uBE的波形被画在输出特性坐标系的右边,其中,直流电压UBB和交流输入电压ub=Ubmcosωt是相加关系。因为放大区中输出特性曲线的高度与uCE呈线性关系,所以可以调整uBE的波形使其上的工作点与对应的输出特性曲线等高。第二个参考是晶体管的输出电压uCE的波形,其中,直流电压UCC和交流输出电压uc=Ucmcosωt是相减关系:uCE=UCC-uc=UCC-Ucmcosωt。图2.2.1动特性曲线

2.2.2工作状态

根据动特性曲线的起点A的位置,可以定义三种谐振功率放大器的工作状态。如图2.2.2所示,如果点A位于uBEmax对应的输出特性曲线的拐点,即在晶体管的放大区和饱和区之间,此时的工作状态称为临界状态。如果点A位于uBEmax对应的输出特性曲线的水平段上,即完全进入放大区,此时的工作状态称为欠压状态。在临界状态的基础上,减小交流输出电压的振幅Ucm

就减小了动特性曲线的横向范围,点A右移而动特性曲线的终点C对称左移,这样就进入欠压状态。

集电极电流iC的波形由动特性曲线在纵轴上的投影沿时间展开得到,临界状态和欠压状态下,iC

是余弦脉冲。如果在临界状态的基础上增大Ucm,点A左移而点C对称右移,点A将位于uBEmax

对应的输出特性曲线的倾斜段上,即完全进入饱和区,此时的工作状态称为过压状态。过压状态下,工作点从点A开始运动时,其横坐标uCE增大,输出特性曲线的水平段从uBEmax

对应的高度下降,但倾斜段重合在饱和区,所以开始一段时间,工作点在饱和区中倾斜的输出特性曲线上向上走,一直走到点E。此时,输出特性曲线的水平段和点E等高,即点E在输出特性曲线的拐点上。

之后,横坐标uCE继续增大,工作点进入放大区,其纵坐标则随着输出特性曲线的水平段的下降而减小。这样,过压状态的动特性曲线是A、E、D、C四点连线,该动特性曲线投影展开得到的iC波形称为凹陷余弦脉冲,动特性曲线的AE段对应iC的凹陷部分。

欠压状态和临界状态下,谐振功放的晶体管工作在放大区和截止区;过压状态下,晶体管工作在放大区、截止区和饱和区。过压状态下,iC的余弦脉冲带有凹陷,凹陷余弦脉冲可以视为两个余弦脉冲的叠加,可以通过它们各自的峰值和通角计算各个频率分量,叠加得到iC的频谱。图2.2.2谐振功放的三种工作状态

2.2.3最佳工作状态

保持通角不变时,在临界状态、欠压状态和过压状态下,谐振功率放大器的交流输出功率和集电极效率发生变化,功率最大同时效率最高的工作状态为最佳工作状态。

图2.2.2中,谐振功放的通角不变,通过调整交流输出电压的振幅Ucm获得三种工作状态,再根据集电极电流iC的波形,获得三种工作状态下基波分量的振幅Ic1m的大小关系,最后根据式(2.1.2)和式(2.1.3),得到三种工作状态下功率和效率的比较结果,如表2.2.1所示。

表2.2.1的比较结果说明,临界状态功率最大,效率最高,是最佳工作状态。过压状态也有较高的集电极效率,在弱过压时,即谐振功放刚从临界状态进入过压状态时,Ucm增加比Ic1m减小对Po的作用更明显,所以开始Po会略有增加,但随着过压的加深,PPo迅速减小。

临界状态并非谐振功放唯一可选的工作状态。有些应用场合,谐振功放工作中负载有变化,为了提供比较稳定的交流输出电压,就需要使谐振功放工作在过压状态,限制Ucm的变化。

2.2.4工作状态的调整

谐振功率放大器的工作状态取决于动特性曲线的起点A的位置,点A在uBEmax对应的输出特性曲线上横坐标为uCEmin的位置。uCEmin=UCC-Ucm=UCC-Ic1mRe,uBEmax=UBB+Ubm,根据这两个公式,可以选择易于调整的参数决定点A的位置,从而改变工作状态。参数包括谐振电阻Re、电压源电压UCC、直流偏置电压UBB和交流输入电压的振幅Ubm。如图2.1.2所示,谐振功放的通角θ只与输入回路的电压有关,这四个参数中,Re和UCC在输出回路上,保持UBB和Ubm不变,调整e和UCC时θ不变,UBB和Ubm在输入回路上,调整它们会引起θ的变化。

1.负载特性

保持其他三个参数不变,只调整谐振电阻Re,谐振功率放大器的工作状态、输出电流和电压、功率和效率的变化称为负载特性。

Re增大时,交流输出电压的振幅Ucm=Ic1mRe随之增大,参考uCE的波形,动特性曲线的变化如图2.2.3所示。起点A在uBE对应的输出特性曲线的水平段上左移到拐点,再进入倾斜段,终点C则等水平距离右移。谐振功放的工作状态从欠压状态开始,Re增大到一定值时处于临界状态,之后进入过压状态。

图2.2.3也给出了集电极电流iC的变化。从欠压状态到临界状态,iC的峰值iCmax不变,通角θ也不变,由这两个参数决定的iC波形不变,是同样的余弦脉冲。进入过压状态,iC出现凹陷,凹陷将随着过压的加深而变深图2.2.3负载特性引起的工作状态的变化

Re增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.4(a)所示。从欠压状态到临界状态,因为iC余弦脉冲波形不变,所以其中的直流分量的幅度IC0和基波分量的振幅Ic1m不变。进入过压状态,随着凹陷的出现和变深,IC0和Ic1m都减小。交流输出电压的振幅Ucm=Ic1m

Re,欠压状态下Ic1m不变,Ucm随着Re的增大而增大,过压状态下Ic1m减小而Re增大,Ucm基本不变。

Re增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.4(b)所示。直流输入功率PE=IC0UCC,与IC0的变化一致。交流输出功率Po=0.5Ic1mUcm,欠压状态下Ic1m不变,Po与Ucm的变化一致,过压状态下Ucm基本不变,Po与Ic1m的变化一致。集电极效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,与Ucm的变化一致。图2.2.4负载特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化

2.集电极调制特性

保持其他三个参数不变,只调整电压源电压UCC,谐振功率放大器的工作状态、输出电流和电压、功率和效率的变化称为集电极调制特性。在振幅调制时,可以利用这一特性,让谐振功放在放大功率的同时生成普通调幅信号,这种方法称为集电极调幅。

UCC增大时,参考uCE的波形,动特性曲线的变化如图2.2.5所示。起点A在uBE对应的输出特性曲线的倾斜段上上移到拐点,再进入水平段,终点C则等水平距离右移。谐振功放的工作状态从过压状态开始,UCC增大到一定值时处于临界状态,之后进入欠压状态。

图2.2.5也给出了集电极电流iC的变化。过压状态下,iC波形是凹陷余弦脉冲,凹陷随着过压的减弱而变浅,到临界状态消失。进入欠压状态,iC的峰值iCmax和通角θ都不变,iC是同样的余弦脉冲。

UCC增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.6(a)所示。从过压状态到临界状态,随着凹陷的变浅和消失,IC0和Ic1m

都增大。进入欠压状态,iC

余弦脉冲波形不变,IIC0和Ic1m

也不变。Ucm=Ic1mRe,与Ic1m

的变化一致。图2.2.5集电极调制特性引起的工作状态的变化

UCC增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.6(b)所示。直流输入功率PE=IC0UCC,过压状态下,随着IC0和UCC的增大,PE按平方率增大,欠压状态下IC0不变,PE随着UCC的增大而线性增大。交流输出功率Po=0.5Ic1mUcm,过压状态下,随着Ic1m

和Ucm的增大,Po按平方率增大,欠压状态下Ic1m和Ucm基本不变,Po也基本不变。集电极效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,过压状态下,随着Ucm和UCC的增大,ηC基本不变,欠压状态下,Ucm基本不变,ηC随着UCC的增大而减小。

图2.2.6集电极调制特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化

3.基极调制特性和放大特性

保持其他参数不变,只调整直流偏置电压UBB或交流输入电压的振幅Ubm,也会引起谐振功率放大器的工作状态、输出电流和电压、功率和效率的变化。调整UBB产生的变化称为基极调制特性,调整Ubm产生的变化称为放大特性。谐振功放可以利用基极调制特性,既放大功率又生成普通调幅信号,这种振幅调制称为基极调幅。

UBB或Ubm增大都引起uBEmax=UBB+Ubm的增大,动特性曲线的变化如图2.2.7所示。uBEmax增大时不但其对应的输出特性曲线的水平段上升,集电极电流iC的峰值iCmax增大,而且根据图2.1.2,通角q也会增大。iCmax和θ的增大又引起Ic1m的增大,Ucm

=Ic1mRe随之增大。所以,动特性曲线的起点A向上向左移动到拐点,再进入倾斜段,终点C则等水平距离右移。谐振功放的工作状态从欠压状态开始,UBB或Ubm

增大到一定值时处于临界状态,之后进入过压状态。

图2.2.7也给出了iC的变化。从欠压状态到临界状态,iC是余弦脉冲,iCmax和θ都增大。进入过压状态,θ继续增大,iC出现凹陷,随着过压的加深,凹陷的底部变低而两边变高。图2.2.7基极调制特性和放大特性引起的工作状态的变化

UBB或Ubm增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.8(a)所示。从欠压状态到临界状态,iC余弦脉冲的iCmax和θ都增大,IC0和Ic1m也增大。进入过压状态,凹陷的余弦脉冲的底部和两边反向变化,IC0和Ic1m

基本不变。Ucm=Ic1mRe,与Ic1m的变化一致。

UBB或Ubm增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.8(b)所示。直流输入功率PE=IC0UCC,与IC0的变化一致。交流输出功率Po=0.5Ic1mUcm,欠压状态下,随着Ic1m和Ucm

的增大,Po按平方率增大,过压状态下,Ic1m和Ucm

基本不变,Po也基本不变。集电极效率ηC=0.5g1(θ)ξ=0.5g1(θ)Ucm/UCC,与Ucm的变化一致。图2.2.8基极调制特性和放大特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化

【例2.2.1】谐振功率放大器工作在临界状态。为了提高集电极效率ηC,需要调整直流偏置电压UBB和谐振电阻Re。两个参数应该如何调整?调整以后,谐振功放的功率如何变化?图2.2.9直流偏置电压UBB和谐振电阻Re联调工作状态

第一步调整得到的动特性曲线说明此时的谐振功放工作在欠压状态,还可以继续利用负载特性,通过增大Re来增大Ucm,调整到临界状态,进一步提高集电极效率。第二步调整后的动特性曲线如图2.2.9所示。

经过两步调整,谐振功放以较小的θ和较高的ηC,再次工作在临界状态。式(2.1.3)中,ηC还与Ucm有关。但是,因为晶体管的饱和区中,转移特性曲线的斜率很大,所以调整前后的两个临界状态下的Ucm近似相等,ηC主要取决于θ。

Ic1m在第一步调整中减小,在第二步调整中不变,两步调整后,Ucm基本不变,根据式(2.1.2),交流输出功率Po将下降。

2.3谐振功率放大器的高频特性

交流信号频率f较高时,受到极间电容如发射结电容Cb'e的影响,晶体管的共发射极交流电流放大倍数β会随着f的增加而减小,当β下降-3dB即最大值的0.707倍时,对应的频率为上限频率fβ。分析谐振功率放大器的工作原理和工作状态时,所用的晶体管的伏安特性为静态特性,适用于交流信号频率较低即f<0.5fβ的情况。交流信号频率较高即f>0.5fβ时,静态特性不能够完整描述晶体管的电流和电压之间的关系,对谐振功放的分析还需要考虑基区渡越效应、基区体电阻、饱和压降,以及引线电感和极间电容等因素的影响。

1.基区渡越效应的影响

晶体管工作时,输入电压uBE作用到发射结,发射区的注入电流扩散过发射结,再经过基区到达集电结,漂移过集电结,进入集电区,形成收集电流,产生集电极电流iC。交流信号的频率较低时,晶体管的电流和电压同步变化,uBE变化引起iC变化所需的时间与信号周期相比可以忽略不计,iC和uBE同时增大或减小。交流信号的频率较高时,载流子电流经过基区所需的渡越时间与信号周期相比不可忽略,载流子漂移过集电结的时间也不可忽略,导致iC的变化滞后于uBE的变化,加之载流子运动不规则,渡越时间分散,会造成谐振功放的iC峰值减小,通角变大,导致基波分量振幅减小,交流输出功率和集电极效率随之降低。

2.基区体电阻的影响

因为基区渡越效应,谐振功放放大高频信号时,集电极电流iC峰值减小且滞后于uBE的变化,也滞后于与uBE同步的发射极电流iE,这导致基极电流iB增大。iB增大使得基区变宽,发射结变窄而阻抗明显减小。输入电压uBE作用到基区体电阻rbb'和发射结阻抗上,发射结阻抗减小导致uBE作用到发射结的有效电压下降,这会进一步降低交流输出功率。

3.饱和压降的影响

谐振功放在高频、大功率放大时,由于频率高且基极电流较大,功率管的饱和压降UCE(sat)也会增大,如频率为几十兆赫兹时,UCEE(sat)>3V,频率为几百兆赫兹时,UCE(sat)>5V。电源电压UCC不变时,UCE(sat)增大导致交流输出电压的最大振幅Ucm=UCC-UCE(sat)减小,从而减小交流输出功率和集电极效率。

4.引线电感和极间电容的影响

高频放大时,引线电感和极间电容对谐振功放的影响显著。特别是在共发射极组态中,发射极引线电感的影响最为明显,因为发射极电流在其上产生的反馈电压将导致电压增益下降,减小交流输出功率。极间电容如发射结电容Cb'e使输入阻抗减小,寄生反馈增加,导致谐振功放工作不稳定。

设计谐振功率放大器时,为了减小基区渡越效应、基区体电阻和饱和压降的影响,需要选取特征频率远高于交流信号频率、饱和压降变化较小的功率管。为了减小引线电感和极间电容的影响,宜采用分布参数电路取代集总参数电路,并为电路选用超高频器件。

2.4谐振功率放大器的综合分析

对谐振功率放大器作综合分析,需要用通角联系输入回路和输出回路的电压,设计和改变动特性曲线,调整工作状态,达到大功率和高效率输出的目的。

【例2.4.1】谐振功率放大器和晶体管的输出特性如图2.4.1所示。电压源电压UCC=12V,直流偏置电压UBB=0.5V,晶体管的导通电压UBE(on)=0.7V,交流跨导gm=2S,交流输入电压ub=0.4cosωtV,谐振电阻Re=64.1Ω。计算通角θ,确定谐振功放的工作状态,计算交流输出功率Po和集电极效率ηC,画出动特性曲线、集电极电流iC和晶体管输出电压uCE的波形图2.4.1谐振功率放大器和晶体管的输出特性图2.4.2动特性曲线、iC和uCE的波形

【例2.4.2】谐振功率放大器及其动特性曲线如图2.4.3所示。晶体管的导通电压UBE(on)=0.6V。计算通角θ、交流输出功率Po和集电极效率ηC,计算直流偏置电压UBB和交流输入电压ub的振幅Ubm。为使谐振功放工作在临界状态,谐振电阻Re应如何调整?画出调整后的动特性曲线。图2.4.3谐振功率放大器及其动特性曲线

图2.4.4中,为了确定调整后动特性曲线的拐点D,沿原动特性曲线在放大区的一段画出延长线,又因为点B的横坐标uCE=UCC,所以再从UCC的位置向下画出垂线,延长线与垂线的交点即为点B,在UBB=-0.4V对应的输出特性曲线上。调整Re时点B的位置不变,新动特性曲线的起点与之连线,得到拐点D的新位置。

从图2.4.4中可以看出,当θ<π/2时,UBB对应的输出特性曲线在横轴下方,此时调整Re则拐点D的位置有变化;当θ=π/2时,UBB=UBE(on),其对应的输出特性曲线在横轴上,点B和点D2重合,此时调整Re则D的位置不变。图2.4.4动特性曲线的调整

2.5谐振功率放大器的电路设计

谐振功率放大器的电路设计用实际电路实现原理电路中的输入回路和输出回路。原理电路中,输入回路把直流偏置电压UBB和交流输入电压ub作为两个理想的、没有内阻的电压源,通过串联实现晶体管的输入电压uBE=UBB+ub。在输入回路上,基极电流iB也是余弦脉冲,等于集电极电流iC除以晶体管的共发射极电流放大倍数β。iB余弦脉冲也可以分解为直流分量IB0和交流分量ib,ib包括基波分量Ib1mcosωt和各次谐波分量,IB0和ib共用输入回路,都流过UBB和ub两个电压源

输出回路的电路设计需要解决类似的问题,所以输入回路的电路设计也适用于输出回路的电路设计。此外,因为实际电路只使用一个电压源UCC,输入回路还需要用电路来实现直流偏置电压UBB。当实际的负载电阻不等于谐振功放需要的谐振电阻时,输出回路还需要用输出匹配网络来实现阻抗变换。

2.5.1基极馈电和集电极馈电

输入回路中实现直流和交流的电流叠加和电压叠加的电路设计称为基极馈电,输出回路中相应的电路设计称为集电极馈电。

基极馈电包括串联馈电和并联馈电两种基本形式,如图2.5.1所示。两种馈电都采用高频扼流圈Lc和旁路电容CBP引入直流偏置电压UBB。高频扼流圈是一个缠绕在铁氧体芯上或空心的电感,匝数一般为几十到几百,自感一般为几毫亨。高频扼流圈对直流和低频信号近似短路,对高频信号近似开路。旁路电容一般以微法为单位,其作用与高频扼流圈相反,对直流和低频信号开路,对高频信号短路。高频扼流圈Lc和旁路电容CBP配合使用,通过其相反的阻抗,使直流电流IB0和交流电流ib分流。

串联馈电如图2.5.1(a)所示。对IB0而言,Lc短路而CBP开路,IB0流过UBB。IB0的路径为直流通路,直流通路中,直流偏置电压UBB与基极和发射极连接。交流输入电压ub经过变压器耦合引入输入回路,IB0流过ub时被变压器的副边短路。对ib而言,Lc开路而CBP短路,ib不流过UBB。ib的路径为交流通路,交流通路中,ub与基极和发射极连接。在基极和发射极,IB0和ib叠加。图2.5.1基极馈电

集电极馈电也有串联馈电和并联馈电两种基本形式,如图2.5.2所示,IC0和ic代表集电极电流ic中的直流分量和交流分量。串联馈电的交流通路中,高频扼流圈Lc被交流耦合电容CBP短路,Lc不影响电感L和电容C构成的并联谐振回路的谐振频率。并联馈电的交流通路中,Lc和交流耦合电容CC串联,再并联到LC回路上,所以Lc和CC的分布参数会影响谐振频率。串联馈电的LC回路上的直流电位为UCC,并联馈电的LC回路上的直流电位为零,所以后者在调整和使用中更安全方便。图2.5.2集电极馈电

2.5.2直流偏置电压

谐振功率放大器输入回路的直流偏置电压UBB不是一个单独的电压源,而是通过电路来产生的。小于π/2的通角要求UBB小于晶体管的导通电压UBE(on),UBB可以取较小的正值,也可以取负值或零,分别称为正偏压、负偏压和零偏压。

正偏压UBB需要用电压源电压UCC经过分压式偏置实现。图2.5.3(a)以串联馈电为例,给出了UBB的产生电路。其中,两个电阻RB1和RB2对UCC分压,获得UBB。为了减小RB1和RB2的功耗,图2.5.3分压式偏置实现正偏压RB1和RB2取值较大,UBB不能简单地按电阻串联的分压比计算。可以根据戴维南定理,把分压式偏置电路等效处理,如图2.5.3(b)所示,则有图2.5.3分压式偏置实现正偏压

类似于N沟道结型场效应管放大器的直流偏置,负偏压UBB也可以用自给偏置,通过直流电流流过电阻来实现。图2.5.4(a)以并联馈电为例,给出了UBB的产生电路,原来UBB位置的电压源替换为电阻RB。根据晶体管三个电极上的直流电流IB0、IC0和IE0在电路中的分布,可以看到IB0自右向左流过RB,所以UBB=-IB0RB,这种自给偏置称为基极自给偏置。如果把接地端移到电阻的另一端,则电路如图2.5.4(b)所示,流过电阻的直流电流是发射极直流电流IE0,即发射极电流iE余弦脉冲中的直流分量,此时,UBB=-IE0RE,这种自给偏置称为发射极自给偏置。图2.5.4自给偏置实现负偏压

如果将图2.5.3(a)中的电阻RB1右端接地,则在串联馈电中实现负偏压UBB=-IB0(RB1‖RB2),如果再将两个电阻短路,则实现零偏压,如图2.5.5(a)所示。零偏压时UBB实际不存在,基极的交流电流ib也可以流过UBB原来的位置,所以电路中去掉了分流直流电流IB0和交流电流ib的高频扼流圈Lc和旁路电容CBP。图2.5.4(a)和(b)中,将RB和RE短路,则负偏压演变为零偏压,如图2.5.5(b)所示。电路中去掉了CBP,但保留了Lc和交流耦合电容CB,继续起分流IB0和ib的作用。图2.5.5零偏压的实现

谐振功率放大器采用自给偏置获得负偏压UBB时,输入回路能自动调整,稳定输出回路的结果。如交流输入电压ub的振幅Ubm因为某种原因增大时,则基极电流iB的余弦脉冲增大,使得IB0和IE0增大,从而UBB减小。Ubm增大和UBB减小的共同作用下,晶体管的输入电压uBE中超过导通电压UBE(on)的部分基本不变,经过转移特性变换后,集电极电流的波形,包括峰值和通角基本不变,从而动特性曲线、工作状态、输出电流和电压参数、功率和效率也都基本不变。

2.5.3匹配网络

谐振功率放大器在临界状态下功率最大,效率最高,而临界状态对应的谐振电阻有确定取值。当谐振功放的后级电路等效的负载电阻不等于该谐振电阻时,直接接入电路就会改变谐振功放的工作状态。此时,需要通过匹配网络做阻抗变换,把后级电路等效的负载电阻变为临界状态对应的谐振电阻。谐振功放也可以根据要求工作在欠压状态或过压状态,也要通过阻抗变换获得各个状态需要的谐振电阻。

起阻抗变换作用的匹配网络有两种基本设计:一种是在谐振功放的LC并联谐振回路基础上添加变压器,构成LC并联谐振回路型匹配网络。一种是修改LC谐振回路的结构,构成LC滤波器型匹配网络。

1.LC并联谐振回路型匹配网络

LC并联谐振回路型匹配网络如图2.5.6所示,原LC并联谐振回路的电感L作为变压器的原边,变压器的副边接入负载电阻RL,晶体管的集电极连到原边的抽头上。原边和副边的匝数比、原边上抽头的位置都决定阻抗变换的结果。调整原边和副边的匝数比(N1+N2)/N3可以修改LC并联谐振回路两端的谐振电阻Reo,既而决定LC回路作为带通滤波器的选频滤波性能,如品质因数Qe和带宽BWBPF。匝数比确定后,可以调整电容C使谐振频率f0为交流信号的频率,获得基波输出电压。在这个基础上,调整抽头位置,改变抽头和LC回路下端之间的谐振电阻,直到其取值为谐振功放需要的谐振电阻Re。LC回路谐振时,顺时针或逆时针方向的回路电流远大于抽头上的电流,调整抽头位置对选频滤波性能影响较小。图2.5.6并联谐振回路型匹配网络

【例2.5.1】谐振功率放大器采用图2.5.6所示的LC并联谐振回路型匹配网络,谐振频率f0

=30MHz,带宽BWBPF=1.5MHz,电容C=100pF,谐振功放工作在临界状态,对应的谐振电阻Re=250Ω,负载电阻RL=100Ω,变压器原边的匝数N1+N2=60。计算N1、N2和副边的匝数N3。

2.LC滤波器型匹配网络

LC滤波器型匹配网络是修改LC谐振回路的结构,利用其阻抗构成低通滤波器、高通滤波器或带通滤波器,对集电极电流滤波产生交流输出电压作用到负载电阻RL上。适当的电路结构和电感、电容的取值使RL折算到晶体管的集电极和发射极之间时等于谐振功放需要的谐振电阻Re。

LC滤波器型匹配网络的设计基础是阻抗的串并联等效变换。如图2.5.7所示,电阻Rs和电抗Xs串联,电阻Rp和电抗Xp并联,如果串联和并联对外等效,则需要它们的阻抗相等,即Rs+jXs=Rp‖jXp。由此得到四个元件取值的变换关系为

其中,Qe为滤波器的品质因数,取值一般大于1。从式(2.5.1)和式(2.5.2)可以看出,并联电阻Rp大于串联电阻Rs,并联电抗Xp则与串联电抗Xs性质相同,或者都为电感,或者都为电容。图2.5.7串并联等效变换

图2.5.8(b)和图2.5.9(b)的滤波器称为L型匹配网络。经过L型匹配网络,负载电阻RL对谐振功率放大器的集电极电流iC中的基波分量Ic1mcosωt表现为谐振电阻Re,得到交流输出功率,iC中的其他频率分量则被滤波。如果L型匹配网络是低通滤波器,则iC中的直流分量IC0会在RL上产生直流输出电压,二次谐波分量和高次谐波分量都被滤除。图2.5.8串联—并联变换图2.5.9并联—串联变换图2.5.9并联—串联变换

【例2.5.2】谐振功率放大器与天线级联,交流信号的频率f=5.6MHz,天线的等效负载电阻RL=50Ω。当谐振功放的谐振电阻Re=210Ω和Re=13.5Ω时,分别设计L型匹配网络实现谐振功放与天线的阻抗变换。

解当Re=210Ω时,因为RL<Re,所以应该采用串联—并联变换,又考虑抑制谐波的需要,故采用低通滤波器结构,电路如图2.5.10(a)所示。取串联电阻Rs=RL=50Ω,并联电阻Rp=Re=210Ω

当Re=13.5Ω时,因为RL>Re,所以应该采用并联—串联变换,采用低通滤波器结构的电路如图2.5.10(b)所示。取并联电阻Rp=RL=50Ω,串联电阻Rs=Re=13.5Ω,滤波器的品质因数为图2.5.10谐振功率放大器与天线通过L型匹配网络级联

L型匹配网络中,串联—并联变换将较小的负载电阻RL变换为较大的谐振电阻Re,并联—串联变换将较大的RL变换为较小的Re,这些变换适用于RL和Re差异较明显的情况。L型匹配网络的品质因数Qe由并联电阻Rp和串联电阻Rs计算,即取决于RL和Re。RL和Re接到L型匹配网络两端,匹配时消耗功率相等,因此L型匹配网络的有载品质因数QL=Qe/2,取值不能自由调整。信号传输时,QL与信号的中心频率f0和带宽BW的关系为QL=f0/BW,固定的QL限制了L型匹配网络对信号的滤波性能。基于两级L型匹配网络的Π型匹配网

基于两级L型匹配网络的Π型匹配网络或T型匹配网络不仅适用于负载电阻和谐振电阻差异明显的情况,也适用于二者取值接近的情况。Π型匹配网络或T型匹配网络通过低通滤波器和高通滤波器的级联,可以实现二阶低通、高通和带通滤波,并且可以自由确定品质因数,对信号的中心频率和带宽的适应性较好。

如图2.5.11所示,Π型匹配网络可以等效为两级L型匹配网络的级联。第二级L型匹配网络的电抗Xp2和Xs2采用图2.5.9所示的并联—串联变换设计,将较大的负载电阻RL变换为较小的界面电阻R。第一级L型匹配网络的电抗Xs1和Xp1采用图2.5.8所示的串联—并联变换设计,再将较小的R变换为较大的谐振电阻Re。根据式(2.5.1),第一级和第二级L型匹配网络的品质因数分别为图2.5.11Π型匹配网络

完整的Π型匹配网络的品质因数由Qe1和Qe2共同决定,Qe1与Qe2中较大的可以近似决定Π型匹配网络的品质因数。Qe1和Qe2可以根据信号的中心频率和带宽等参数确定,既而逐步计算匹配网络的各个元件的取值。

【例2.5.3】谐振功率放大器与天线级联的Π型匹配网络如图2.5.12(a)所示,交流信号的中心频率f0=9.6MHz,带宽BW=2.7MHz,天线的等效负载电阻RL=50Ω,谐振功放的谐振电阻Re=67.5Ω。计算Π型匹配网络的电感L和电容C1、C2的取值。图2.5.12谐振功率放大器与天线通过Π型匹配网络级联

如图2.5.13所示,T型匹配网络也可以等效为两级L型匹配网络的级联,但两级L型匹配网络的前后顺序与Π型匹配网络中相反。第二级L型匹配网络的电抗Xs2和Xp2采用图2.5.8所示的串联—并联变换设计,将较小的负载电阻RL变换为较大的界面电阻R。第一级L型匹配网络的电抗Xp1和Xs1采用图2.5.9所示的并联—串联变换设计,再将较大的R变换为较小的谐振电阻Re。

根据式(2.5.1),第一级和第二级L型匹配网络的品质因数分别为

和

Qe1和Qe2共同决定T型匹配网络的品质因数,T型匹配网络的品质因数近似与Qe1、Qe2中较大的有关,匹配网络的元件取值也基于品质因数计算。

【例2.5.4】谐振功率放大器与天线级联的T型匹配网络如图2.5.14(a)所示,交流信号的频率f=33MHz,天线的等效负载电阻RL=50Ω,谐振功放的谐振电阻Re=290Ω。计算T型匹配网络的电感L1、L和电容C2的取值。图2.5.14谐振功率放大器与天线通过T型匹配网络级联

LC并联谐振回路型匹配网络和LC滤波器型匹配网络都实现阻抗变换,使谐振功率放大器可以将最佳工作状态下的最大功率高效率地传输给负载。匹配网络同时兼容滤波功能,有效抑制谐波分量和干扰。上述匹配网络位于谐振功放和负载之间,称为输出匹配网络。类似的匹配网络也用于谐振功放输入端,实现前级电路与谐振功放的阻抗变换和滤波,称为输入匹配网络。谐振功放作为推动级,后接输出级功率放大器时,也需要类似的匹配网络实现级联,这个位置的匹配网络称为极间耦合匹配网络。

2.6开关型功率放大器

甲类功率放大器、乙类功率放大器和丙类功率放大器依靠晶体管在放大区对交流信号实现功率放大。丙类功放的集电结消耗功率与集电极电流iC和输出电压uCE有关,在通角以内,uCE取值较小,集电结的瞬时功率也较小,在通角以外,iC很小,集电结的瞬时功率几乎为零,所以丙类功放的集电结消耗功率较小,效率较高。通角越小,iC的余弦脉冲范围内uCE的取值越小,集电结消耗功率越小,集电极效率越高。

但是,通角减小会引起丙类功放交流输出功率减小。如果使晶体管工作在开关状态,在深度饱和区和截止区之间转换状态,则iC的非零范围内即深度饱和区中uCE的取值很小,而uCE的非零范围内即截止区中iC的取值接近于零,于是可以进一步提高效率。同时,因为通角固定为π/2,所以交流输出功率较大。这样的功率放大器称为开关型功率放大器,又分为丁类和戊类功率放大器。

2.6.1丁类功率放大器

丁类功率放大器即D类功率放大器由两个晶体管构成电路,晶体管用作电子开关,输入电压为方波或振幅较大的正弦波。在交流信号前半周期或后半周期,两个管子轮流导通和截止,导通的晶体管工作在深度饱和区,提供半个周期的功率输出,截止的晶体管与负载隔离,两个管子互补输出,负载得到完整的交流信号。根据工作原理,丁类功放分为电流开关型和电压开关型。

1.电流开关型丁类功率放大器

电流开关型丁类功率放大器的原理电路如图2.6.1(a)所示。频率为ω的交流输入电压ub经过变压器Tr,在副边产生一对反相的电压,分别使两个晶体管V1和V2一个导通,另一个截止。电压源UCC经过扼流圈Lc提供恒定电流IC0,流过导通的晶体管的集电极,所以V1和V2的集电极电流iC1和iC2是反相的频率为ω的方波,取值是IC0或0。iC1和iC2的基波分量构成连续的电流Ic1mcosωt,流过LC并联谐振回路,如图2.6.1(b)所示。LC回路的谐振频率为ω,两端产生输出电压uo=Ucmcosωt,与Ic1mcosωt一起把功率传递到负载电阻RL上。

在交流信号的前半周期,V1导通而V2截止,V1的输出电压uCE1=UCE(sat),V2的输出电压uCE2=uCE1+uo=UCE(sat)+Ucmcosωt,电感L的中心抽头A处的电位uA=uCE1+0.5uo=uCE20.5uo=UCE(sat)+0.5Ucmcosωt;在交流信号的后半周期,V2导通而V1截止,uCE2=UCE(sat),uCE1=uCE2-uo=UCE(sat)-Ucmcosωt,uA=uCE1+0.5uo=uCE2-0.5uo=UCE(sat)-0.5Ucmcosωt。uCE1、uCE2和uA的波形如图2.6.1(c)所示。

图2.6.1电流开关型丁类功率放大器

2.电压开关型丁类功率放大器

图2.6.2电压开关型丁类功率放大器

2.6.2戊类功率放大器

因为晶体管的集电极和发射极之间存在极间电容,管子在导通和截止之间转换状态也需要时间,所以当交流信号的频率较高,达到兆赫兹以上,或交流信号振幅较小时,丁类功率放大器的晶体管集电极电流iC和输出电压uCE中,方波的上升沿和下降沿比较明显,在一个周期内占用时间较多。在上升沿和下降沿的时间段内iC和uCE同时不为零,而且iC的相位略微超前uCE,这会产生集电结消耗功率而降低效率,如图2.6.3所示。图2.6.3iC和uCE产生集电结消耗功率

为了进一步提高效率,可以设计负载网络,调整波形,使iC和uCE不同时存在非零值,从而明显降低集电结消耗功率。另外,为了避免发生两个晶体管在转换状态的时间内出现同时导通或截止的情况,电路只用一个晶体管。这样的开关型功率放大器称为戊类功率放大器,即E类功率放大器图2.6.4戊类功率放大器

2.7功率分配与合成

为了进一步提高输出功率,除了使用大功率有源器件,还经常把信号源的输入功率分配到多个功率放大单元上,并将多个功放单元的输出功率合成后加到负载上,通过功率叠加实现较大的增益。图2.7.1所示的功放器采用了7个3dB增益的功放单元、3个两路功率分配单元和3个两路功率合成单元。图2.7.1采用功率分配与合成的功率放大器

功率分配和功率合成可以用魔T混合网络实现,如图2.7.2所示,网络有A、B、C、D4个端点,前级电路用信号源等效,包括电压源us和内阻Rs,后级电路等效为负载电阻RL。用作功率分配时,A端和B端各接一个RL,C端接信号源,则C端的输入功率Pi平均分配给A、B端的RL,D端无输出功率,此时A、B端的端电压同相,称为同相功率分配。如果D端接信号源,则Pi也平均分配给A、B端的RL,C端无输出功率,此时A、B端的端电压反相,称为反相功率分配。用作功率合成时,A端和B端接相同的信号源且端电压同相,C端接RL,则A、B端的两个输入功率Pi合成到C端的RL,D端无输出功率,称为同相功率合成。如果A端和B端的信号源使端电压反相,D端接RL,则A、B端的两个输入功率Pi合成到D端的RL,C端无输出功率,称为反相功率合成。在不同的频段,有图2.7.2魔T混合网络用作功率分配与合成

2.7.1传输线变压器

传输线变压器是用传输线在磁环上绕制制成,如图2.7.3(a)所示,传输线可以是同轴电缆、双绞线或带状线,磁环可以是镍锌铁氧体,具有高磁导率,1端和2端、3端和4端分别是传输线的两根导线的两端。图2.7.3(b)所示为传输线变压器的电路符号。因为导线长度远小于信号的波长,所以两根导线上的电流等值反向,1、3端电压和2、4端电压相等。图2.7.3传输线变压器

1.信号变换

如图2.7.4(a)所示,平衡—不平衡信号变换一般用于电路的输出端,传输线变压器的前级电路等效为包括电压源us和内阻Rs的信号源,提供一对平衡输出电压uo/2和-uo/2,经过传输线变压器,在等效为负载电阻RL的后级电路上产生不平衡输出电压uo。根据变压器两端的电压分布,可以计算出传输线上的电压为uo/2,1、3端为负极,2、4端为正极。图2.7.4传输线变压器用作信号变换

2.阻抗变换

1∶4阻抗变换如图2.7.5(a)所示,前级电路与后级电路通过传输线变压器连接,因为传输线变压器的两根导线上的电流等值反向,1、3端电压和2、4端电压相等,在4端悬空,1、4端短路时形成图示的电压和电流分布:1、4端短路线上的电流等于3、4端导线上的电流i,输入电流等于1、2端导线电流加1、4端短路线电流,即ii=2i;4、3端电压等于1、3端电压u,输出电压等于2、4端电压加4、3端电压,即uo=2u。负载电阻RL=uo/io=2u/i,输入电阻Ri=ui/ii=u/2i=RL/4,于是传输线变压器后接的电阻反射到前端,取值变为原来的1/4。

4∶1阻抗变换如图2.7.5(b)所示,在3端悬空,2、3端短路时形成图示的电压和电流分布: