模拟集成电路中常用单元电路课件

第八章模拟集成电路中

常用单元电路

8/19/2023韩良1第八章模拟集成电路中

常用单元电路§8-1恒流源电路恒流源电路的基本工作原理是基于一定的参考电流，提供一个与参考电流成一定比例关系的恒定电流。恒流源电路是模拟集成电路中非常重要、广泛应用的单元电路之一。由于它能提供恒定的工作电流和很高的动态电阻，常常用于提供稳定的偏置电流和做放大器的负载电阻，以便获得稳定的电路性能和大的增益。8/19/2023韩良2§8-1恒流源电路恒流源电路的基本工作

思考题

1.恒流源单元电路有哪些种类？各自的特点有哪些？

2.恒流源作为有源负载有哪些特点？

3.设计恒流源时应注意哪些问题？8/19/2023韩良3思考题

1.8.1.1npn恒流源电路

1.基本型电流镜恒流源设T1和T2完全相同则：Ib1/Ib2=Ic1/

Ic2因此：Ir=Ic1+Ib1+Ib2=Io+

2Ib2=Io(

+2)/

VRrIrIoT1T2Ib1Ib2因为：

>>1所以：Ir

IoIr=(V-VBE)/Rr8/19/2023韩良48.1.1npn恒流源电路

1.基本型电流镜恒流源设T8.1.1npn恒流源电路

1.基本型电流镜恒流源该电路具有温度补偿作用：温度Io

Io

Ic1IrVR(IrRr)VbIbVRrIrIoT1T2Ib1Ib28/19/2023韩良58.1.1npn恒流源电路

1.基本型电流镜恒流源该8.1.1npn恒流源电路

2.面积比恒流源设T1和T2发射结面积为AE1和AE2

则：Ib1/Ib2=Ic1/

Io=

AE1/AE2

而：Ir=Ic1+

Ib1+Ib2则:Ir=Io(

AE1/AE2+AE1/AE2+1)/

因为：

>>1，AE1/AE2值较小所以：Ir

IoAE1/AE2即：Io/

Ir=AE2/AE1VRrIrIoT1T2Ib1Ib28/19/2023韩良68.1.1npn恒流源电路

2.面积比恒流源设T1和T8.1.1npn恒流源电路

3.小电流恒流源(Widlar电流源)Ib1Ib2VRrIrIoT1T2R2

VBE1=IE2R2

+VBE2

则：IE2R2

=VBE1

–

VBE2

=VTln(IE1/IE2)因此近似有：

Io=(VT/R2

)ln(Ir/Io)

根据已知的Ir和需要的Io，就可以求出要设计的R2。其中：VT=KT/q(热电压)

8/19/2023韩良78.1.1npn恒流源电路

3.小电流恒流源(Widl8.1.1npn恒流源电路

4.多支路恒流源VRrIrIo1T1T2Io2T3IoNTN+1设晶体管均相同，则：Ir=Ic1+(1+N)Ib

=Io+(1+N)Io/

即：Io/

Ir=

/[

+(1+N)]

可见，支路数增加，会使Io与

Ir的差值增大。

8/19/2023韩良88.1.1npn恒流源电路

4.多支路恒流源VRrIr8.1.1npn恒流源电路

5.带有缓冲级的恒流源VRrIrIoT1T2V’T0设晶体管均相同，则：

Ir=Ic1+Ib0

=Io+IE0/(+1)而：IE0=Ib1+Ib2=2Ib2=2Io/

可见，Io与

Ir的差值明显减小。

则：Ir=Io+2Io/

(+1)

=Io[1+2/

(+1)]8/19/2023韩良98.1.1npn恒流源电路

5.带有缓冲级的恒流源VR8.1.1npn恒流源电路

5.带有缓冲级的恒流源VRrIrIo1T1T2Io2T3IoNTN+1V’T0设晶体管均相同，则：

Ir=Ic1+Ib0

=Io+IE0/(+1)而：IE0=(1+N)Io/

可见，Io与

Ir的差值明显减小。

则：IoIr

=

2+

2+

+N+18/19/2023韩良108.1.1npn恒流源电路

5.带有缓冲级的恒流源VR8.1.1npn恒流源电路

6.具有补偿作用的恒流源(Wilson电流源)VRrIrIoT1T2T3IbIb2IbIb3Ie3Ic1Ic28/19/2023韩良118.1.1npn恒流源电路

6.具有补偿作用的恒流源(8.1.1npn恒流源电路

6.具有补偿作用的恒流源(Wilson电流源)VRrIrIoT1T2T3IbIb2IbIb3Ie3Ic1Ic2IoIr

=

2+

2

2+2

+2这种电流源不仅使Io与

Ir的差值非常小，而且还具有负反馈补偿特性，更有利于工作点的稳定。补偿过程:当由于某种原因使Io增大，则Ie3Ic2Ic1。而Ir=Ic1+Ib3不变，则Ic1Ib3Io。8/19/2023韩良128.1.1npn恒流源电路

6.具有补偿作用的恒流源(8.1.1npn恒流源电路

7.版图举例IrIoGNDGNDIrIoGNDIrIoIrIo8/19/2023韩良138.1.1npn恒流源电路

7.版图举例IrIoGND8.1.2pnp恒流源电路

1.概述在双极型模拟集成电路中，经常是npn管和pnp管互补应用，因此pnp恒流源同样得到广泛的应用。pnp恒流源电路形式与npn恒流源相同，只是改变电源的接法和电流方向。值得注意的是PNP恒流源一般是由横向PNP管组成，而横向PNP管的增益（

）远远小于NPN管的增益（

），因此，PNP恒流源中Io与

Ir的近似程度较大。8/19/2023韩良148.1.2pnp恒流源电路

1.概述在IrIo1T1T2RrT3VDDIrIo1T1T2RrIo2T3VDDIrIo1T1T2RrVDDIrIo1T1T2RrIo2T3VDDVDDVDD8.1.2pnp恒流源电路

2.单元电路图举例8/19/2023韩良15IrIo1T1T2RrT3VDDIrIo1T1T2RrIo28.1.2pnp恒流源电路

2.单元电路图举例IrIo1T1T2RrVDD8/19/2023韩良168.1.2pnp恒流源电路

2.单元电路图举例IrIo8.1.2pnp恒流源电路

2.单元电路图举例IrIo1T1T2RrT3VDD8/19/2023韩良178.1.2pnp恒流源电路

2.单元电路图举例IrIo8.1.2pnp恒流源电路

3.单元版图举例8/19/2023韩良188.1.2pnp恒流源电路

3.单元版图举例8/5/28.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/19/2023韩良198.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/58.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源上述电流源/漏需要在两方面加以改进，一是增加小信号输出电阻，二是减小VMIN的值。有图可见，MOS只有工作在饱和区时才是一个较好的电流漏。即vOUT≥VGG+VTN。8/19/2023韩良208.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/19/2023韩良218.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/58.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/19/2023韩良228.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/58.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/19/2023韩良238.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/58.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/19/2023韩良248.1.3MOS型恒流源电路

1.电流漏和电流源8/58.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源M1M2IrIo1Io2M3M1M2IrIo1Io2M3Vcc只要使MOS管都工作在饱和区(忽略沟道长度调制），由：

nCox2IDS=WL(VGS-VT)2Ir:Io1:Io2=::WL)1(WL)2(WL)3(得：

Ir一定，Io与输出端电压无关。如沟道长度取一定值，则取决于沟道宽度之比。8/19/2023韩良258.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源M18.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源（续1）M1M2IrIo1Io2M3M1M2IrIo1Io2M3Vcc若考虑沟道调制效应，MOS管工作在饱和区电流公式为：

nCox2IDS=WL(VGS-VT)2(1+

VDS)其中沟道调制系数：

=∝L1因此，输出电压对输出电流产生一定的影响。为减小这一影响，沟道长度应选大一些。8/19/2023韩良268.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源（续8.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源（续2）

因此，沟道长度选大一些，还有利于提高输出电阻。另外，小电流工作时输出阻抗更高。M1M2IrIo1Io2M3M1M2IrIo1Io2M3Vcc电流源输出电阻(MOS管饱和导通电阻)：rds==∝

IDS1IDSL8/19/2023韩良278.1.3MOS型恒流源电路

2.基本电流镜恒流源（续8.1.3MOS型恒流源电路

3.级联结构的恒流源M1M2IrIoM4M3M1M2IrIoM4M3VCC

nCox2IDS1=WL(VGS-VT)2(1+

VDS1)()1

nCox2IDS2=WL(VGS-VT)2(1+

VDS2)()2IDS1IDS2=IrI0=WL()1WL()2(1+

VDS1)(1+

VDS2)需保证VGS3=VGS48/19/2023韩良288.1.3MOS型恒流源电路

3.级联结构的恒流源M1M8.1.3MOS型恒流源电路

3.级联结构的恒流源M1M2IrIoM4M3M1M2IrIoM4M3VCC

由于M4屏蔽了输出电压的变化对M2的作用，使输出电流不受输出电压的影响，减小了沟道长度调制的影响，同时也大幅度提高了输出阻抗。

其缺点是为了使晶体管都工作在饱和区，输出电压变化范围减小了。8/19/2023韩良298.1.3MOS型恒流源电路

3.级联结构的恒流源M1M8.1.3MOS型恒流源电路

4.Wilson(威尔逊）恒流源M1M2IrIoM3M1M2IrIoM3Vcc该电流源的输出阻抗较高(与级联结构相似)。该电流源具有负反馈作用，使Io的变化能得到补偿，提高了输出电流的稳定性。增加M3的W/L可以增强对输出电流变化的调节能力。8/19/2023韩良308.1.3MOS型恒流源电路

4.Wilson(威尔逊8.1.3MOS型恒流源电路

4.Wilson(威尔逊）恒流源M1M2IrIoM3

Io

IoI2I1Vds1Vgs3Ir恒定8/19/2023韩良318.1.3MOS型恒流源电路

4.Wilson(威尔逊8.1.4恒流源作有源负载

1.双极型电路举例放大器件RrIrIoT1T2R2T3VccViVo放大器件IrT1T2RrT2ViVccIoVo8/19/2023韩良328.1.4恒流源作有源负载

1.双极型电路举例放大Rr8.1.4恒流源作有源负载

2.CMOS电路举例M1M2IrIo1VccViVoM3M4M1M2IrIo1VccViVoRr放大器件放大器件8/19/2023韩良338.1.4恒流源作有源负载

2.CMOS电路举例M1§8-2单级放大器

8/19/2023韩良34§8-2单级放大器8/5/20238.2.1共发射极1.基础知识回顾BCECbCrogmV1EBrπ+_V18/19/2023韩良358.2.1共发射极BCECbCrogmV1E8.2.1共发射极1.基础知识回顾BCECrogmV1EBrπ+_V1rexrbCπCμCCSrμrc=50Ω20kΩ5Ω300Ω2.5kΩ0.4pF5.4fF20MΩ10fF8/19/2023韩良368.2.1共发射极BCECrogmV1EBr8.2.1共发射极2.共发射极放大器TViVccVoIbIcRcCroRcgmV1Brπ+_V1ioii+_vivo+_8/19/2023韩良378.2.1共发射极TViVccVoIbIcR8.2.1共发射极3.射极跟随器TViVccVoIiIoRLCroRLgmV1=βiiBrπ+_V1ii+_vivo_+8/19/2023韩良388.2.1共发射极TViVccVoIiIoR8.2.1共发射极3.射极跟随器8/19/2023韩良398.2.1共发射极8/5/20238.2.2共源级1.采用电阻负载的共源级M1VccVinVoutRD进一步增大Vin，Vout下降更多，管子继续工作在饱和区，直到Vin=Vout+VTH，这时减小。如果Vcc不是很小，M1饱和导通，可以得到如果输入电压从零开始增大，M1截止，Vout=VCC，当Vin接近VTH时，M1开始导通，电流流经RD，使Vout8/19/2023韩良408.2.2共源级M1VccVinVoutRD8.2.2共源级由上式可以计算出Vin1，当Vin>

Vin1时，M1工作在线性区：M1VccVinVoutRD因为在线性区跨导会下降，通常确保管子工作在饱和区，即Vout>Vin–VTH。定义小信号增益跨导8/19/2023韩良418.2.2共源级M1VccVinVoutRDVout8.2.2共源级2.采用二极管联接的负载的共源级M1VccVinM28/19/2023韩良42Vout8.2.2共源级M1VccVinM2Vout8.2.2共源级2.采用二极管联接的负载的共源级M1VccVinM2方法一8/19/2023韩良43Vout8.2.2共源级M1VccVinM2Vout8.2.2共源级

M1VccVinM2gm1VinVinVoutrds1rds2gm2Vgs2+_gm1VinVinVoutrds1rds2gm2Vout+_方法二8/19/2023韩良44Vout8.2.2共源级M1VccVinM28.2.2共源级

8/19/2023韩良458.2.2共源级8/5/20238.2.2共源级3.采用电流源负载的共源级M1VccVinM2VbVoutgm1VinVinVoutrds1rds2gm2Vgs2+_简化Vout=-gm1Vin(rds1//rds2)gm1VinVinVoutrds1rds2+_8/19/2023韩良468.2.2共源级M1VccVinM2VbVo8.2.2共源级4.推挽结构M1VccVinM2Voutgm1VinVinVoutrds1rds2gm2Vin+_Vout=-(gm1+gm2)Vin(rds1//rds2)gm1VinVinVoutrds1rds2+________gm2Vin简化8/19/2023韩良478.2.2共源级M1VccVinM2Vout8.2.2共源级5.源跟随器简化M1VccVinVoutRSgm1VgsVinVoutroRsgmbVbs+_GgmVgsVinVoutrorsgmbVbs+_+_8/19/2023韩良488.2.2共源级5.8.2.2共源级5.源跟随器简化M1VccVinVoutRSgm1VgsVinVoutroRsgmbVbs+_GgmVgsVinVoutrorsgmbVbs+_+_ro>>Rs，忽略衬底效应8/19/2023韩良498.2.2共源级5.8.2.2共源级5.带源极负反馈的共源极M1VDDVinVoutRSRD方法一如果RS>>1/gm，则，也就是，这表明Vin的大部分变化落在RS上，漏电流是输入电压的线性函数。这种线性化的获得是以牺牲增益和高的噪声为代价的。8/19/2023韩良508.2.2共源级M1V8.2.2共源级5.带源极负反馈的共源极M1VDDVinVoutRSRD方法二gm1VgsVinVoutroRs+_8/19/2023韩良518.2.2共源级M1V§8-3基准电压源电路

基准电压源是利用二极管的正向压降、齐纳二极管的击穿电压和热电压具有一定的固定值的特性，以及它们具有正的或负的温度系数可以相互补偿的特点来设计的。一般采用恒流源作偏置电流进一步稳定工作点。基准电压源电路是模拟集成电路中非常重要、广泛应用的单元电路之一。其作用是提供稳定的偏置电压或作基准电压。一般要求这些电压源的直流输出电平较稳定、内阻小、对电源电压和温度不敏感。8/19/2023韩良52§8-3基准电压源电路基准电压源

思考题

1.基准电压源的作用是什么？

2.基准电压源有哪些类型？各自的特点是什么？8/19/2023韩良53思考题

1.8.3.1正向二极管基准源

1.基本原理及特点ViVrefN个RVref=NVF

一般用NPN管BC短接的BE结二极管。温度系数（负温度系数）和内阻Rr都很大，与串联个数成正比。

输入电压的变化将引起输出电压的变化：

Vref=

ViRr/(R+Rr)可采用恒流源供电，稳定输出。8/19/2023韩良548.3.1正向二极管基准源

1.基本原理及特点ViVr8.3.1正向二极管基准源

2.电路及版图VrefGNDVDDViVrefViVref8/19/2023韩良558.3.1正向二极管基准源

2.电路及版图VrefGN8.3.2齐纳二极管基准源

1.基本原理及特点一般用NPN管BC短接的BE结反向二极管。

正温度系数和内阻Rr都很大。

BE结面击穿有先有后，随着电流增加击穿电压也增加。

输入电压的变化将引起输出电压的变化:

Vref

=

ViRr/(R+Rr)可采用恒流源供电稳定输出。可采用隐埋齐纳二极管。Vref=VRViVrefRVR8/19/2023韩良568.3.2齐纳二极管基准源

1.基本原理及特点8.3.2齐纳二极管基准源

2.电路及版图ViVrefViVrefGNDVrefVDD8/19/2023韩良578.3.2齐纳二极管基准源

2.电路及版图ViVrefV8.3.3具有温度补偿基准源

1.基本原理及特点

一般用NPN管BC短接的BE结二极管（一正一反）。温度系数接近于零。内阻Rr较大。

Vref=

ViRr/(R+Rr)

输入电压的变化将引起输出电压的变化。可采用恒流源供电稳定输出。Vref=VF+VRViVrefRVFVR8/19/2023韩良588.3.3具有温度补偿基准源

1.基本原理及特点8.3.3具有温度补偿基准源

2.电路及版图ViVrefViVrefGNDVrefVDD8/19/2023韩良598.3.3具有温度补偿基准源

2.电路及版图ViVrefV8.3.4带隙基准1.负温度系数研究表明，双极晶体管的基极-发射极电压，或者更一般的说，pn结二极管的正向电压，具有负温度系数。2.正温度系数如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，则它们的基极-发射极电压的差值与绝8/19/2023韩良608.3.4带隙基准1.负温度系数8.3.4带隙基准对温度成正比。如图所示，如果两个相同的晶体管(IS1=IS2)偏置在集电极电流分别为nI0和I0，(忽略基极电流)则nI0I0Q1Q2VDD+-因为所以正温度系数8/19/2023韩良618.3.4带隙基准对温度成正比。如图所示，如果两个相同的晶体8.3.4带隙基准3.带系基准如果令VREF=a1VBE+a2△VBE=a1VBE+a2(VTlnn)已知室温下

取a1=1，令得VREF≈VBE+17.2VT≈1.25V8/19/2023韩良628.3.4带隙基准3.带系基准8.3.4带隙基准假设我们用某种方法强制VO1=VO2。那么，VBE1=RI+VBE2

即，IR=VBE1-VBE2现在来实现这个电压。IIQ1VDDQ2AnARVO1VO2

晶体管Q2是有n个并列的单元组成，而Q1是一个晶体管单元。8/19/2023韩良638.3.4带隙基准8.3.4带隙基准所以，VO2=VBE2+VTlnn，这意味着如果lnn≈17.2，VO2就可以作为与温度无关的基准。

IIQ1VDDQ2AnARVO1VO28/19/2023韩良648.3.4带隙基准所以，VO2=VBE2+VTlnn8.3.4带隙基准上面的电路有两个问题：放大器A1驱动R1和R2(R1=R2)上端，使X和Y点稳定在近似相等的电压上。下图可以解决上述问题。Q1Q2AnAR3XYR2R1-++Vout_A1

2、lnn=17.2，n的值会相当大。30000000!!!!

1、我们需要保证VO1=VO2；8/19/2023韩良658.3.4带隙基准上面的电路有两个问题：8.3.4带隙基准由前面的分析得

VBE1-VBE2=VTlnn，于是右边支路的电流为VTlnn/R3，因此输出电压为为了得到零温度系数，必须使(1+R2/R3)lnn≈17.2。如果选择n=31，则R2/R3=4。Q1Q2AnAR3XYR2R1-++Vout_A18/19/2023韩良668.3.4带隙基准由前面的分析得VBE1-VBE2=VT8.3.5MOS型能隙基准源

面对当今低电压大规模集成的需要，低电压低功耗带隙基准源是目前研究的一个主要发展方向。

目前在N阱CMOS工艺下设计CMOS型带隙基准源多数都要利用“寄生PNP管”和MOS管的次开启特性。实质上仍是利用VBE和VT的温度特性。8/19/2023韩良678.3.5MOS型能隙基准源面对当今低电压8.3.5MOS型基准源

电路及原理M1M2IoM3VCCVrefR1R2M4M5VR1I3I1I2I4MOS管工作于次开启时：IDS

()ID0eVGB/mVT

e-VSB/VTWL其中VGB,VSB,VDB分别为栅极、源极和漏极对衬底的电位；m是和衬偏调制系数有关的系数；IDO称为特征电流。设M1、M2工作于次开启，令=W/L，则有：8/19/2023韩良688.3.5MOS型基准源

电路及原理M1M2IoM3VCC8.3.5MOS型基准源

电路及原理M1M2IoM3VCCVrefR1R2M4M5VR1I3I1I2I4MOS管工作于次开启时：IDS

()ID0eVGB/mVT

e-VSB/VTWL

1

2e(VSB2-VSB1)/VT=

1

2eVR1/VT

=

3

4Io=(

5/

4)(VR1/R1)VR1=VTln

3

2

4

1I1I2=VGB2=VGB1,VSB1=0,VGB4=VGB3,VSB4=VSB3=0,8/19/2023韩良698.3.5MOS型基准源

电路及原理M1M2IoM3VCC8.3.5MOS型基准源

电路及原理（续1）Io=ln

5VT

4R1

3

2

4

1Vref

=VBE+IoR2

由于VT具有正的温度系数，VBE具有负的温度系数。因而，只要适当调整各MOS管的W/L值及电阻值，即可得到零温度系数的参考电压，且其值恰为带隙电压。M1M2IoM3VCCVrefR1R2M4M5VR1I3I1I2I48/19/2023韩良708.3.5MOS型基准源

电路及原理（续1）Io=§8-4差分放大器

差分放大器又称为差动放大器，是模拟集成电路中的最常用的单元电路之一。8/19/2023韩良71§8-4差分放大器差分放大器又称为差

思考题

1.差分放大器的优点是什么？

2.改进差分放大器特性的措施有哪些？8/19/2023韩良72思考题

1差动工作方式的优点：

1抑制噪声；

2增大输出电压的摆幅。

VCC-(VGS-VTH)

2[VCC-(VGS-VTH)]M1VccVinVXRDM1V1VXRDM1VccV2VYRD差模输入电压Vd=V1-V2共模输入电压Vc=(V1+V2)/28/19/2023韩良73差动工作方式的优点：

1抑制噪声；

2增大输出电压的摆幅8.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RERC1RC2

od

id+rberbe+__iB

iB

iB（1）输入差模信号8/19/2023韩良748.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性VccRC1T8.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性Ri1d=rbb+(1+

)re

reRid

2reRo1d=Rc//rce

RcRod

2RcKv1d

=

==-=-

o1d

id

o1d2

i1d

Ro1d2Ri1dRc2reKvd

=

==-

od

id2

o1d2

i1dRcre差模放大倍数（1）输入差模信号RC1RC2

od

id+rberbe+__iB

iB

iB8/19/2023韩良758.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性Ri1d=8.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性Ri1c=rbb+(1+

)(re+2RE)

(1+

)(re+2RE)

Ric

(1+

)(re+2RE)/2Ro1c=Rc//rce

RcRoc

2Rc

o1c

o1cKv1c

=

=

-

ic

i1c

Rc(1+

)(re+2RE)Kvc

=

=0

oc

icVccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE（2）输入共模信号

ic+_共模放大倍数8/19/2023韩良768.4.1双极型差分放大器

1.小信号特性Ri1c=rb8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性

b)零输入时输出不为零，用失调表示。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE实际上的差分放大器不可能完全对称，具体表现为：

a)共模输入电压增益不为零，用共模抑制比表示；8/19/2023韩良778.4.1双极型差分放大器

2.不对称性8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（1）共模抑制比差模信号电压增益与共模信号电压增益之比定义为共模抑制比，记为：KCMRR=KvdKvc或：KCMRR=20lgKvdKvc(dB)VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良788.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（1）共模抑制8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（1）共模抑制比（续）Kc

-2RERc

22RERcRc

++

re不对称时：Kc=

Kvc2-Kvc1

因此有：KCMRR=2REre

22RERcRc

++

re-1当电路完全对称时：KCMRR

VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良798.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（1）共模抑制8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压及其温漂

当差分放大器的输入信号为零时，由于电路的不对称，输出电压并不为零。要使输出电压为零，在输入端所必须加的一个补偿电压（内阻Rs=0）称为输入失调电压，记为VOS。也就是为保持输出电压为零，T1、T2管基射极偏置电压应有的差值。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良808.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压及其温漂（续）

若忽略输入回路中基区、发射区的欧姆电阻，VOS可表示为：

VOS=(VBE1-VBE2)|Vod=0VOS

VT++

2

RCRC

IESIESVccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良818.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压及其温漂（续）

VOS

T

固定的失调电压可以设法用调零装置预先调零。然而，当温度变化时，失调也随之变化，通常难以追随。单位温度变化所引起的输入失调电压的变化称为输入失调电压温漂，记为：VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良828.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压及其温漂（续）衬底温度均匀时有：

VOS

TVOST如果衬底温度不均匀，环境温度变化时，电路两边的温度变化也不一致，将引进附加的温漂，影响较大。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良838.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（2）失调电压8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流及其温漂

当差分放大器的输入信号为零时，由于电路的不对称，输出电压并不为零。要使输出电压为零，在输入端所必须加的一个补偿电流（内阻Rs=

）称为输入失调电流，记为IOS。也就是为保持输出电压为零，T1、T2管基极偏置电流应有的差值。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良848.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流及其温漂（续）IOS可表示为：IOS=(IB1-IB2)|Vod=0IOS

IiB+

RCRC其中IiB将为输入偏置电流，通常取两输入端电流的平均值。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良858.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流8.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流及其温漂（续）

IOS

T单位温度变化所引起的输入失调电流的变化称为输入失调电压温漂，记为：为了直观起见，忽略电阻的不对称性，即

RC

=0，则：IOS

IOS

T=-

TVccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2RE8/19/2023韩良868.4.1双极型差分放大器

2.不对称性（3）失调电流8.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施a)用恒流源代替射极耦合电阻RE

既增大了等效电阻，改善了共模抑制比，又稳定了工作电流。(单纯增加阻值，将影响工作电流)。VccRC1T2T1RC2

o1

o2

i1

i2T4IrIeT38/19/2023韩良878.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施a)用恒流源8.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施

有较高的动态输出阻抗，提高增益和共模抑制比；而又具有较低的直流电阻，不需要提高工作电压即可维持正常工作电流。T2T1

o2

i1

i2T3T4VCCIeT5T6IrT4

o1b)采用有源负载代替集电极负载电阻RC

8/19/2023韩良888.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施8.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施c)改善差分输入管特性

采用高增益晶体管、达林顿管、互补复合管、MOS管等，提高增益，提高输入阻抗。T2T1

o2

i1

i2T3T4VCCIeT5T6IrT4

o18/19/2023韩良898.4.1双极型差分放大器

3.电路改善措施c)8.4.1双极型差分放大器

4.单端化结构T2T1

o

i1

i2T3T4VCCT5IeT6Ir

I3

I2

I1

Io当输入差模信号时：

I1=-

I2T3、T4组成镜像电流源，使：

I3=

I1因此：

Io=

I3-

I2

=

I1-

I2=

-

2

I2

当输入共模信号时，同理可得

Io=0。可见，与双端输出信号相同。8/19/2023韩良908.4.1双极型差分放大器

4.单端化结构T2T1o8.4.2MOS型差分放大器

1.E/ENMOS结构VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良918.4.2MOS型差分放大器

1.E/ENMOS结构8.4.2MOS型差分放大器

2.E/DNMOS结构VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良928.4.2MOS型差分放大器

2.E/DNMOS结构8.4.2MOS型差分放大器

3.NMOS管作为输入管电阻为负载结构VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1IssRD2XY8/19/2023韩良938.4.2MOS型差分放大器

3.NMOS管作为输入管8.4.2MOS型差分放大器

4.NMOS管作为输入管电流源为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良948.4.2MOS型差分放大器

4.NMOS管作为输入管8.4.2MOS型差分放大器

5.NMOS管作为输入管电流镜为负载VccVi1Vi2VoM1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良958.4.2MOS型差分放大器

5.NMOS管作为输入管8.4.2MOS型差分放大器

6.PMOS管作为输入管电流源为负载VccVi1Vi2Vo2M1M2M3M4M5IsM6M7Vo18/19/2023韩良968.4.2MOS型差分放大器

6.PMOS管作为输入管8.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为输入电阻为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1IssRD2XY

VX/Vi1=-gmRD1,VY/(-Vi1)=-gmRD1,其中Vi1和(-Vi1)表示每边的电压变化。因此，(VX-VY)/2Vi1=gmRDPA增益分析+Vi1VccVo1Vo2M1M2RD1RD2XY-Vi1

由于P点的电位不变，P点可以认为是“交流地”，从而整个电路可以分成两个独立的部分，即所谓的“半边电路概念”。8/19/2023韩良978.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为8.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为输入电阻为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1IssRD2XY由于为电流源的存在，不论输入共模电平Vin，CM如何变化，流过每个支路的电流都为ISS的一半，因此X,Y点的电压不变，也就是电路不会对共模电平Vin，CM放大。PVin,CMB共摸响应

VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1RD2XYVbP

但在实际电路中理想电流源ISS一般由实际的MOS管代替。因而P点的电压会变化。8/19/2023韩良988.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为8.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为输入电阻为负载

将MOS管的电阻等效为RSS，当Vin，CM改变时，VP也变化，因此，使M1和M2的漏极电流同相变化，VX和VY随之反相变化，但由于电路的对称性，VX和VY仍相等，因此，这两个点可以短路在一起。B共摸响应

VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1RD2XYPRSSVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1RD2XYVbP8/19/2023韩良998.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为8.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为输入电阻为负载B共摸响应

VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2RD1RD2XYPRSS由于M1和M2”并联”，可以简化为VccVin,CMVoM1+M2RD/2YRSSM1+M2的宽为单个管子的2倍，偏置电流也增加两倍，其跨导同样增加为单管的两倍。8/19/2023韩良1008.4.3MOS型差分放大器分析举例

1.NMOS管为8.4.3MOS型差分放大器分析举例

2.NMOS管作为输入管电流镜为负载VccVi1Vi2VoM1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良1018.4.3MOS型差分放大器分析举例

2.NMOS管作我们来计算增益|Av|，将其写成|Av|=GmRout。

P点虚地，ID1=|ID3|=|ID4|=gm1,2Vi/2,ID2=-gm1,2Vi/2，得到Iout=-gm1,2Vi，从而，|Gm|=gm1,2

该电路的小信号模型见下图。VccVi1Vi2VoM1M2M3M4IssPIoutM5Vb8.4.3MOS型差分放大器分析举例

2.NMOS管作为输入管电流镜为负载8/19/2023韩良102我们来计算增益|Av|，将其写成|Av|=G8.4.3MOS型差分放大器分析举例

2.NMOS管作为输入管电流镜为负载8/19/2023韩良1038.4.3MOS型差分放大器分析举例

2.NMOS管作8.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作为输入管电流源为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M78/19/2023韩良1048.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作8.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作为输入管电流源为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M7+Vi1VccVo1Vo2M1M2M3M4XY-Vi1VbPVb

暂时不考虑左边的电路。由于P点的电位不变，P点可以认为是“交流地”，从而整个电路可以分成两个独立的部分，即所谓的“半边电路概念”。8/19/2023韩良1058.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作8.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作为输入管电流源为负载交流小信号Vb接地，故Vgs3=0。+Vi1VccVo1Vo2M1M2M3M4XY-Vi1Vbgm1Vi1Vi1Vo1rds1rds3gm3Vgs3+_单边小信号等效电路rds3gm1Vi1Vi1Vo1rds1+_于是Av=gm1(rds1//rds3)8/19/2023韩良1068.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作8.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作为输入管电流源为负载VccVi1Vi2Vo1Vo2M1M2M3M4M5IsM6M7共模反馈P

由于M3,M4,和M5的电流分别由M7和M6确定，而I3+I4有可能不严格地等于I5。电流大的会进入线性区。8/19/2023韩良1078.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作8.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作为输入管电流源为负载共模反馈电阻值需要很大，占面积。v3和v4的均值与VCM相比较，调整M3和M4的电流直到v3和v4的均值与VCM相等。即共模反馈迫使均值等于VCM。如果v3和v4同时增加，MC2的栅电压增加引起IC3减小，

使I3和I4减小，v3和v4的降低。8/19/2023韩良1088.4.3MOS型差分放大器分析举例

3.NMOS管作8.4.4差分放大器设计举例1.差动放大器的性能指标小信号增益Av给定负载电容时的频率响应ω-3dB输入共模范围(ICMR)或最大输入共模电压VIC(最大)，最小输入共模电压VIC(最小)给定输出电容时的摆率SR功耗Pdiss8/19/2023韩良1098.4.4差分放大器设计举例1.差动放大器的性能指标小信8.4.4差分放大器设计举例1.差动放大器的性能指标Av=gm1Routω-3dB=1/(RoutCL)VIC(最大)=VDD-VSG3+VTN1VIC(最小)=VDS5(饱和)+VSG1=VDS5(饱和)+VSG2SR=I5/CLPdiss=(VDD+|VSS|)I5=(VDD+|VSS|)(I3+I4)以图A为例图A8/19/2023韩良1108.4.4差分放大器设计举例1.差动放大器的性能指标Av8.4.4差分放大器设计举例2.设计流程在已知Pdiss或CL的前提下选择I5来满足摆率检查Rout是否满足频率响应设计W3/L3(W4/L4)来满足ICMR的上限设计W1/L1(W2/L2)来满足小信号增益Av设计W5/L5来满足ICMR的下限重复必要的步骤8/19/2023韩良1118.4.4差分放大器设计举例2.设计流程在已知Pdiss或8.4.4差分放大器设计举例3.举例

设计图A所示电流镜负载差分放大器的电流和宽长比以满足下列指标：

VDD=-VSS=2.5V，

SR≥10V/μs(CL=5pf),

f-3dB≥100KHz(CL=5pF),Av=100V/V,

-1.5V≤ICMR≤2V,

Pdiss≤1mW。可用模型参数：K/N=110μA/V2,K/P=50μA/V2,VTN=0.7V,VTP=-0.7V,λN=0.04V-1和λP=0.05V-1。8/19/2023韩良1128.4.4差分放大器设计举例3.举例8.4.4差分放大器设计举例3.举例解：

2.2πf=

ω-3dB=1/(RoutCL)，f=1/(2πRoutCL)，f-3dB≥100kHz，意味着Rout≤318kΩ。Rout可表示为：Rout=≤318kΩ。由此得出I5≥70μA,因此，我们选择I5=100μA。1.为了满足摆率(SR=I5/CL)，I5≥50μA。对于最大的Pdiss=(VDD+|VSS|)I5,I5≤200μA。8/19/2023韩良1138.4.4差分放大器设计举例3.举例解：28.4.4差分放大器设计举例3.举例3.最大输入共模电压为：VSG3