空间矢量pwm方法在acdcac变换器中的应用

空间矢量pwm方法在acdcac变换器中的应用

1基于逆变电路的电压平衡控制随着能源半主导技术和先进控制理论的快速发展，以及各行业的自动化水平和操作性能要求的提高，许多行业的能源设备需要间接使用各种功率变换器来获得能源。AC/DC/AC变换器由于可以很方便地从三相交流电网中获得电能,在实际中得到了广泛应用。随着全控快速半导体器件和PWM控制技术的成熟,现代的AC/DC/AC变换器已将调压、调频集中于输出级的PWMDC/AC逆变器完成。由于各种PWM控制技术都是基于逆变电路直流侧的电压为理想的直流电压源,因而在实际中通过大容量的电解电容来稳压,否则将在逆变输出电压中含有因直流波动电压而带来的低次电压谐波。大容量的电解电容不但造价高而且占用空间大,为了减小该电容的容量,JinhwanJung采用线性化反馈控制策略,将逆变电路的各种状态信息应用到整流电路的电流控制中,提出了一种小容量直流电容AC/DC/AC变换器。但其整流电路也采用全控型开关,致使整个控制系统较为复杂。文献中采用二极管整流,根据整流后的脉动直流电压的实时测量值在线修正SPWM的调制波来消除直流波动电压对输出电压的影响,减小了直流侧电容。但是其对电容最小容量计算时,对负载倒灌电荷量取的是累加和,没考虑两次倒灌电流之间的电容放电过程,使计算得到的电容值过于保守。再者,文献采用SPWM调制方法,电压增益在某些应用场合太低。本文在变换器的整流级采用二极管整流,既经济又不需要控制,取消直流侧大电容,放置一小容量电容或不放电容,逆变级采用SVPWM控制。文中对逆变级在SVPWM控制策略下的工作模式进行了详细分析,给出了直流侧最小电容的计算方法。在此基础上对SVPWM控制方法进行改进,消除由直流侧脉动电压产生的输出电压谐波。2逆变级六只开关管本文采用的AC/DC/AC变换器的拓扑结构如图1所示,与传统变换器的不同之处在于直流侧电容C容量很小(或者没有),仅仅为负载功率因数角大于π/6的负载倒灌电流提供续流通道,所以称该变换器为准全硅变换器。图1中,逆变级的六只开关管共有8种开关状态,对应输出电压的8个基本电压空间矢量V0～V7,其中V0、V7为零矢量,如图2a所示(图中示出的是线电压矢量)。图中电压空间矢量旁边的括号表示U、V、W桥臂中两开关的状态,p为上桥臂开关导通,n为下桥臂开关导通。6个非零电压矢量把矢量空间划分为6个区间,对于每个区间内的参考电压矢量Ur可以由两个相邻的基本电压矢量和两个零矢量来合成,如图2b所示。每个矢量的占空比为[9-10]式中M——调制比;θ——Ur与Vβ的夹角。结合图1和图2,针对负载为阻感负载的情况,可以得到SVPWM控制策略下的逆变器的6个非零基本电压空间矢量对应的工作模式,如图3所示,图中输出电流的方向以流出桥臂为参考正方向。3基本负载分辨率的确定逆变器带不同负载功率因数角的感性负载,有可能会向直流侧倒灌电流,而且倒灌电流的大小、持续的时间与负载功率因数角和所用控制方法有关,所以必须分析负载功率因数角与倒灌电流的关系,在直流侧放置一合适值的电容给此倒灌电流提供通路以避免高电压的产生。为了方便分析,假设参考输出线电压为设负载功率因数角为ϕo,则输出线电流为式中Uol,Iol——线电压、线电流的峰值;ωo——输出电压、电流的角频率。对输出线电压作如图4所示的区间划分,根据图2和式(2),可以得到和空间矢量区间如图4的对应关系。经过分析,以负载功率因数角ϕo=π/6为临界点,当ϕo≤π/6时,没有倒灌电流;当π/6<ϕo≤π/2时,有倒灌电流。下面仅对π/6<ϕo≤π/2的情况进行分析。由式(3)将线电流的波形绘于图4中。假设参考电压矢量Ur在Ⅰ区间,那么将由基本电压空间矢量V6、V1来合成Ur。当输出电压矢量为V6时,由图3fV6模式可得idc=iu+iw=-iv,由图4知iv<0,所以idc>0,没有倒灌电流。当输出电压矢量为V1时,由图3aV1模式可得idc=iu,由图2b和图4知当0≤θ<ϕo-π/6时,iu<0,所以idc<0,有倒灌电流;当ϕo-π/6≤θ≤π/6时,iu>0,所以idc>0,没有倒灌电流。当参考电压矢量Ur在其他5个区间时,可以得到类似的结论。由上面的分析可得:当负载功率因数角ϕo(ϕo>π/6)一定时,会产生周期性的倒灌电流;而且在6个空间矢量区间内,倒灌电流的大小和产生规律完全相同。4ud算udql由上节可知,负载功率因数角ϕo>π/6时,要在直流侧放置一电容为倒灌电流提供通道,原则上是电容值越小越好。但是电容值越小,被倒灌电流充电后电容上的电压就越高,开关管两端的电压应力就越大,所以电容值又不能无限制地减小。由电容值、电压和电荷的关系可以得到所以只需要知道倒灌电荷量∆Q和允许电压升高∆U就可以确定电容值的量。∆U为开关管正向耐压值Usmax与二极管整流后六脉动直流电压峰值Udmax的差,即Usmax通过开关的出厂手册可以查到,Udmax等于输入线电压峰值,所以∆U为已知量。下面来求取∆Q。因在6个空间矢量区间倒灌电流的情况完全相同,以参考电压矢量在Ⅰ区间为例。假设采样频率f足够高(f>>fo,fo为输出电压频率),其采样周期为T,则在0≤θ<ϕo-π/6时段内的N个采样周期内有倒灌电流,其中∆Q应该为N个周期倒灌电流的累加和,但是注意到在一周期内,输出电压矢量V1期间内电容C被充电,而在V6期间内电容C放电,在零矢量期间内保持。设当前的θ≤ϕo-π/6,则在该周期(假设为第k个周期)的V1期间内充电电荷为式中tk1——V1持续时间;T——采样周期。因采样频率足够高,Iu在一周期内可看作一恒定值,则同理可以求取在V6期间内的放电电荷式中,tk2为V6持续时间。由式(8)和式(9)可得该周期对电容总的充电电荷由式(10)看出,在V1期间内给电容的充电电荷可以在V6期间内放完,并不会逐周期累加,所以∆Q可取N个周期中∆Qk1的最大值。由式(8)可得,当θ=ϕo/2-π/12时取得最大值,∆Q表达式为由式(4)、式(5)和式(11)可得当负载功率因数角π/6<ϕo≤π/2时,可由式(12)计算电容C的最小值。5改进的svpwm控制策略的确定如果取消直流侧的大容量电容,仅放置一小电容(ϕo>π/6)或者没有电容(ϕo≤π/6),逆变器的输入不再是平稳的直流电压,而是波动的,那么应用于逆变器的SVPWM控制方法也需要作相应的改进,即要对式(1)中的调制比M根据直流侧电压的瞬时值进行修改式中,M0是修正调制比M的系数。为便于下面的分析,定义如下的变量:Uip——输出相电压的峰值;ud——二极管整流后的六脉动直流电压的瞬时值;Udmin——六脉动直流电压的最小值,Udmin=1.5Uip;udc——电容上电压的瞬时值。为使SVPWM进行线性调制,直流电压的基准值应取Udmin。当直流侧没有电容时,直流波动电压为六脉波,由于采样频率足够高,直流电压ud的采样值在一周期内可以看作恒定值,因此修正系数M0取值为当直流侧放置小电容时,根据第4节的分析可知:0≤θ<ϕo-π/6时段内,在输出有倒灌电流的基本电压空间矢量V1(假设参考电压矢量在区间Ⅰ)期间内,电容被充电,直流侧电压升高,在另一基本电压空间矢量V6期间内,电容放电,电压又将回落到ud上,如图5所示。图5中标示出了一周期内电容充放电的过程,∆t为电容电压udc回落到ud所用时间。由图5可见,在一周期内直流电压不再是一恒定值,所以需要求其平均值。经过分析可以列出如下方程组:式中∆u——电容上电压升高的最大值;∆uav——tk1+tk2时段内电容升高的平均值。Iu,Iv——式(3)中ωot=θ时的值;C——由式(12)计算。式中将式(16)代入式(15)中的最后一式可求得在0≤θ<ϕo-π/6时段内各周期的修正系数M0;在ϕo-π/6≤θ≤π/6时段内M0按式(14)计算。在其他区间内,可以用同样的方法求取修正系数M0。应用以上改进的SVPWM控制策略,就可以取消直流侧大电容,而且还可以获得良好的输出电能。改进的SVPWM方法与传统的SVPWM方法的实现方法是一样的,其具体区别在于改进的SVPWM方法调制比需要在线实时修正(传统的SVPWM方法的调制比恒定不变)。其中又分为负载功率因数角ϕo≤π/6和ϕo>π/6两种情况,前者的调制比修正算法比较简单,可以根据式(14)直接得到;而对于后者却需要根据负载电流和直流侧的电容值,应用式(16)、式(17)和式(15)得到。虽然计算量有所增加,但是对于现代的高速数字信号处理器(DSP)来说,这点计算量并不会影响算法的实时性。6负载分辨率的仿真本文基于Matlab/Simulink和S函数建立了仿真模型,对提出的准全硅变换器进行了仿真和实验验证。参数如下:输入三相对称电压,相电压为220V,频率为50Hz;负载为三相对称负载,功率为11kVA;采样频率为10kHz,输出电压频率为40Hz,电压调制比M取为1;取开关管的正向耐压值Usmax为1200V,Udmax为540V,给开关管耐压留460V裕量,计算时Usmax取740V,负载功率因数角按最严重的情况考虑ϕo=π/2,由式(12)计算得C≈3.37µF,取C=5µF;仿真针对以下三种情况进行,并对第二种情况进行了实验。第一种情况:负载功率因数角ϕo=π/12≤π/6时,直流侧不放置电容,仿真图形如图6所示。第二种情况:负载功率因数角ϕo=π/3>π/6时,直流侧放置5µF的小电容,仿真图形如图7所示。第三种情况:负载功率因数角ϕo=5π/12>π/6时,直流侧放置5µF的小电容,仿真图形如图8所示。由仿真图形可以看出:当负载功率因数角ϕo≤π/6时,直流侧电流idc始终大于0,没有倒灌电流;当ϕo>π/6时,直流侧有倒灌电流,而且在各个区间内情况相同,随着ϕo的增大,有倒灌电流的周期数N增多、倒灌电流增大,电容上的电压升高、∆u变大。在三种情况下,输出线电压的THD(截止频率为9.5kHz)分别为1.03%、1.12%、1.16%,都能获得良好的电流波形。当ϕo=5π/12时,5µF电容上的电压升高最大值仅为80V左右,可见对高功率因数负载,电容可取得更小。图9是第二种情况下负载电流的实验波形,由于是三相对称负载,其电流波形可以间接地反映输出电压基波及其低次谐波的情况,可以看出其波形为很好的正弦波。通过仿真和实验图形可以看到,本文对倒灌电流、直流侧电容值的计算和对SVPWM控制策略的改进的理论分析是正确的。7svpwm控制算法的应用AC/DC/A