采用α=β配合控制的有环流V-M可逆调速系统设计

目录TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"第1章设计要求 2\o"CurrentDocument"第2章控制系统整体方案设计 3\o"CurrentDocument"第3章主回路设计 7\o"CurrentDocument"1主回路参数计算及元器件选择 7\o"CurrentDocument"3.1.1整流变压器的参数计算 7\o"CurrentDocument"3.1.2晶闸管的选择 8\o"CurrentDocument"3.1.3电抗器的设计 8\o"CurrentDocument"3.2回路参数计算及元器件选择 10\o"CurrentDocument"3.2.1交流侧过压，过流保护 10\o"CurrentDocument"3.2.2直流侧过压，过流保护 12\o"CurrentDocument"3.2.3晶闸管过压，过流保护 13\o"CurrentDocument"3.3触发回路设计 14\o"CurrentDocument"4励磁回路设计 16\o"CurrentDocument"第4章控制回路设计 17\o"CurrentDocument"1电流环设计（ACR） 174.2转速环设计（ASR） 20\o"CurrentDocument"3反馈回路设计 26\o"CurrentDocument"4.3.1电流反馈 264.3.2转速反馈 27\o"CurrentDocument"第5章辅助回路设计 28\o"CurrentDocument"1直流稳压电源 28\o"CurrentDocument"5.2接触器操作回路 29\o"CurrentDocument"5.3反相器 29\o"CurrentDocument"5.4限幅电路 30\o"CurrentDocument"5.5给定电路 31\o"CurrentDocument"第6章设计感想 32参考文献 33

第1章设计要求设计题目：采用a=p配合控制的有环流V—M可逆调速系统设计设计要求：(1)调速范围D=20，无静差。在调速范围内转速无级、平滑可调； (2)动态性能指标：电流环超调量"i<5%空载起动到额定转速时的转速超调量5n<10%(3)采用第一组电机额定参数直流电动机直流发电机测速发电机型号Z2-32Z2-42ZYS-3A额定容量(KW)2.23.50.022额定电压(V)220230110额定电流(A)12.515.30.22最大电流(A)18.7522.95额定转速(rpm)150014502000额定励磁(A)0.610.61永磁GD2(kg•m2)0.1050.18电动机电枢电阻Ra(Q)1.3电动机电枢电感La(mH)10其他参数名称数值整流侧内阻Rn(Q)0.92整流变压器漏感lt(mH)6电抗器直流电阻rh(Q)0.6电抗器电感lh(mH)8.0

第2章控制系统整体方案设计1•由于a=p配合控制的有环流V—M可逆调速系统采用转速、电流双闭环控制，先对此控制简要说明：图2-1调速系统启动过程的电流和转速波形图2-1调速系统启动过程的电流和转速波形（a）带电流截止负反馈的单闭环调速系统 （b）理想的快速起动过程带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动过程如图a所示，理想起动过程波形如图b所示，能获得的最快的起动过程。为了实现在允许条件下的最快起动，采用电流负反馈能够得到近似的恒流过程，为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如图2-2所示。

图中两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压"；m决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm，2•接下来介绍a=p配合控制的有环流v—M可逆调速系统：较大功率的可逆直流调速系统多采用晶闸管-电动机系统。由于晶闸管的单向导电性，需要可逆运行时经常采用两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路，如下图所示。但是，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流。一般地说，这样的环流对负载无益，徒然加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予以抑制或消除。在不同情况下，会出现下列不同性质的环流：静态环流。两组可逆线路在一定控制角下稳定工作时出现的环流,其中又有两类：直流平均环流：由晶闸管装置输出的直流平均电压所产生的环流称作直流平均环流。瞬时脉动环流：两组晶闸管输出的直流平均电压差为零，但因电压波形不同，瞬时电压差仍会产生脉动的环流，称作瞬时脉动环流。动态环流。仅在可逆V-M系统处于过渡过程中出现的环流。为了防止产生直流平均环流，应该当正组VF处于整流状态时，强迫让反组VR处于逆变状态，且控制其幅值与之相等，用逆变电压Ud0r把整流电压Udof顶住，则直流平均环流为零。于是Udor Udof且Ud0f=UdomaxC°SfUd0r=UdomaxC0Sr其中af和ar分别为VF和VR的控制角。由于两组晶闸管装置相同，两组的最大输出电压Ud0是一样的，因此，当直流平均环流为零时，应有cosa=-cosa”rf或af+£=1800如果反组的控制用逆变角0r表示，则af=0f1r由此可见，按照上式来控制就可以消除直流平均环流，这称作a=0配合控制。为了更可靠地消除直流平均环流，可采用af泌如下图2-4,为a二卩配合控制的有环流V-M可逆调速系统的原理框图,+?KFj™ASRACR-5+KR-1VF+?KFj™ASRACR-5+KR-1VFTAT-GTFS 图2-4a=B配合控制的有环流可逆V-M系统原理框图图中，主电路由两组三相桥式晶闸管全控型整流器反并联组成，并共用同一路三相电压。由于采用a二卩配合控制方式，在两组整流器之间没有直流环流，但还存在瞬时脉动环流，为了抑制瞬时脉动环流，在主电路中串入了四个均衡电抗器Lc1~Lc4，用于抑制瞬时脉动环流。平波电抗器Ld起到滤平电流波形的作用。控制电路采用转速和电流的双闭环控制。由于可逆调速电流的反馈信号不仅要反映电枢电流的大小，还需要反映电枢电流的方向，图中的电流互感器TA采用了霍尔变换器来满足这一要求。

第3章主回路设计3.1主回路参数计算及元器件选择(一)3.1.1整流变压器的参数计算一般情况下，晶闸管变流装置所要求的交流供电电压与电网电压是不一致的，所以需要整流变压器，通过变压器进行电压变换，并使装置与电网隔离，减少电网与晶闸管变流装置的互相干扰。整流变压器二次相电压的计算当整流线路采用三相桥式整流，并采用速度调节系统时，对可逆系统：U2①二(1.05〜1.1)XUN/运二133.4〜139.7V 取136V因此变压器的变比近似为：“U仆380c”K=竺=u2.79U“ 1362•整流变压器一、二次侧相电流的计算二次侧相电流‘2的计算12二KIVJdN式中dNKVV——二次侧相电流计算系数，KIV=0.816

――整流器额定直流电流(A),IdN=12.5式中dN=IT=0.816x12.5=10.2A3dN一次侧相电流11的计算11二KJdNX1.05式中1K式中kil——一次相电流计算系数K――变压器的变压比变压器的变比近似为：“U仆380c”K=竺=u2.79U“ 136I产1.05x0.816X12.5/2.79A二3.84A3.变压器的容量计算变压器二次侧容量S2二m2U2①12。变压器一次侧容量S=m1U边11。一次相电压有效值U1取决于电网电压，所以变流变压器的平均容量为S= (S+S)212已矢口m=m=312所以s=2(S+S)=(miU1①11+m2U2①12)/2212=(3x380x3.84+3x136x10.2)/2(V)=4269.6(V)设计时留取一定的裕量，可以取容量为4.3KV•A的整流变压器。3.1.2.晶闸管的选择晶闸管额定电压匕的选择Tn本设计采用的是三相桥式整流电路，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压Um=®2O=2.45x136=333.2V，而考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽2〜3倍的安全系数，则晶闸管额定电压U计算Tn结果：UT=(2~3)U=(2~3)x2.45x136=6664〜9996V取100oVm晶闸管额定电流IT(AV)晶闸管额定电流I 的有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。T(AV)一般取按此原则所得计算结果的1.5〜2倍。已知I=12.5A,I—流过晶闸管的最大电流有效值TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"T T可得晶闸管的额定电流I 计算结果：T(AV)、=(1.5〜2)倖=11.9〜15.9A 取16A\o"CurrentDocument"T(AV) 1.57额定电压：UT1000V额定电流：I 16A经查阅资料本设计选用晶闸管的型号为KP20-103.1.3电抗器的设计1•平波电抗器的设计

为了限制整流电流的脉动、保持整流电流连续，通常在变流器的直流输出侧接入带有气隙的电抗器，称作平波电抗器。⑴电动机电枢电感La(mH)L=10mHa(2)整流变压器漏感lt(mH)Lt=6mH⑶电抗器的电感Lh(mH)Ha.保证电流连续所需电抗器的电感值L1二K1U2L111

dmin为了使输出电流在最小负载电流时仍能连续，所需的临界电感值式中 K]—临界计算系数，三相全控桥取0.693【dmin—电动机最小工作电流，取电动机额定电流的10%所以L二0.693 二75.4mH1 12.5x0.1实际串联的电抗器的电感值L“=L-L-2L=75.4-10-2x6=53.4mHH1a Tb.限制电流脉动所需电抗器的电感值将输出电流的脉动量限制在要求的范围内需要的最小电感量L2(mH)按下式计算L2=22fdSd查表后计算得L2二=53.1mH0.46x1000 L2二=53.1mH x 2x兀x3000.05x12.5实际串联的电抗器的电感值L=L2-L—2L=53.1—10—2x6=31.1mHH2a T因为L2<L1所以平波电抗器Lh取53・4mH。均衡电抗器的选择限制环流所需的电抗器的电感值L3=Kr字式中Kr—计算系数，三相全控桥取0.693IR--环流平均值，取额定电流的10%所以L3=0.693x =75.4mH3 0.1x12.5实际所需的均衡电感量L=L3—2L=75.4—2x6=63.4mHR3 T3.2主回路参数计算及元器件选择(二)3.2.1交流侧过压，过流保护交流侧过电压保护阻容吸收保护通常在变压器二次侧并接电阻R和电容C串联支路进行保护。此种接法电容电阻的计算：SC>61 (RF)emU2

电容的耐压>1.5UmU2UR>电容的耐压>1.5UmU2UR>2.3如dS\I本系统S=4.3a.电容的计算KV-AemU2①=136VI=3AemUdl=3Vb.电阻的计算C>6x3X"43=4.18rF1362R>2"在\3=10.13。取112.交流侧过电流保护交流一次侧过电流保护可通过断路器实现。交流二次侧过电流保护用快速熔断器实现。图3-2交流二次侧侧过电流保护快速熔断器的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，即2.45x136V>235.6VK2.45x136V>235.6VU>—UTU>FN>迈2①>快速熔断器熔体的额定电流应大于等于被保护晶闸管额定电流:IFN>IT(AV)二16A则选型为RS3/20-200.

322直流侧过压，过流保护1直流侧过电压保护图3-3直流侧过压保护直流侧过电压保护可以用阻容或压敏电阻，但采用阻容保护容易影响系统的快速性，并造成di/dt加大。因此，一般只用压敏电阻作过电压保护。压敏电阻标称电压u1mA按下式选择，即U1mA'd・8〜 快速熔断器熔体的额定电流应大于等于被保护晶闸管额定电流）UDC 快速熔断器熔体的额定电流应大于等于被保护晶闸管额定电流式中 UDC――正常工作时加压敏电阻两端的直流电压（V）。则U1mA>（1.8〜2）Udc=（1.8~2）X220V=396〜440V所以压敏电阻选取额定电压440V的。直流侧过电流保护FUVV图3-4直流侧过电流保护（1） 快速熔断器的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，即U呐=KUTU2=2.45二220V=381.1V 取390VFN寸2 2 <2IFN-IT(AV)=16A则选型为RS3/20—500。323晶闸管过压、过流保护1•晶闸管过压保护为了抑制晶闸管的关断过电压，采用在晶闸管两端并联阻容保护电路的方法，如图所示。1II—■=■ LL讥J——图3-5晶闸管过压保护晶闸管的额定电流I(16AT\AV丿则由表可得保护电容C=0.15卩F，R=800。电容的耐压值U=(1.1~1.5K-6x136=366.4〜499.7V晶闸管过电流保护过电流是晶闸管电路经常发生的故障，快速熔断器保护是最简单有效的过流保护器件，如图所示。2S7iW图3-6晶闸管过电流保护快速熔断器的选择主要考虑以下两个方面：快速熔断器的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，即KU> KU> UTUFN-辽 2①245— x136V—235.6V取240V。（2）快速熔断器的额定电流应大于等于被保护晶闸管额定电流。则选型为RS3/20-200.则选型为RS3/20-200.‘FN-IT(AV)—16A3.3触发回路设计晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在必要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求：（1） 触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，这里采用相隔60°的双窄脉冲。（2） 触发脉冲应有足够的幅度。（3） 所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。（4） 应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。本设计用到两组三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发顺序依次为：VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6,可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路。三相全控桥整流电路的集成触发电路如图3-7。s至s至VT6 至VT5 至VT4 -至VT3〔至VT2<至VT1.丨丨丨「丨丨丨1~ 61二?LCMY\T-g（15~10脚为6路双脉冲输出） 一卜匸11 （（1~3脚为6路单脉冲输入）反＞I”gS寸冲-6hd210□一T1-Tr-Lob—T—一CM1o3nHTNrnHT—630-c-Iff——23d-^67-sKOQ46hd210□一T1-Tr-Lob—T—一CM1o3nHTNrnHT—630-c-Iff——23d-^67-sKOQ4nnHT1&士□—di-■匕IbIIId—2K-LHHTLHmpH丰IDCd321o19R2345678r4.lSC （X.JSIr4.lSC （X.JSI图3-7三相全控桥整流电路的集成触发电路触发脉冲与主电路的同步触发电路需要+15V、一15V的稳压电源（直流）和U、saU、U同步sa saUsausbUscUsausbUsc图3-8同步信号变压器3.4励磁回路设计本设计要求额定励磁为0.61A,由于励磁为直流电，这里选用三相半波整流桥作为整流电路，如图3-11KI图3-9励磁回路设计KI图3-9励磁回路设计通过RP进行电压调节，使励磁线圈两侧电压为220V。负载为阻感负载，则负载电压U二1.17U2二1.17x220V二257.4Vd 2需要电位器提供的阻值U2574R二-d二 0二421.970IL 0.61这里取阻值为500Q的电位器。欠电流继电器可以进行失磁保护，当电流小于某一数值时将电路断开,防止因失磁而引起飞车现象。

第4章控制回路设计4.1电流环设计(ACR)电流环结构框图的化简对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中,可以认为反电动势基本不变。同时如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s)/B，则电流环便等效成单位负反馈系统，最后，由于Ts和Toi一般都比TI小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为+T.i电流环结构图最终简化成如图+T.i电流环结构图最终简化成如图4-1所示。图4-1电流环的动态结构框图时间常数的确定回路总电阻：R二R+2R+心二1.3+2x0.92+0.6二3.740Xa nH回路总电感：L厂La+2Lt+Lh二10+2x6+53.4二75.4(mH)x0.136=1.299x0.136=1.299N•m/A兀TL为 75.4x10-3T=z 〜0.02s1RE 3.74电动势系数：c UN-InR 220—12.5x1.3n ,C=」必卫= q0.136V•min/re nN 1500N额定励磁下电动机的转矩系数:?Ce=(2)电力拖动系统机电时间常数:

整流装置滞后时间常数TS。GD2R 0.105x9.8x3.74T二 二 二0.058sm375CC 375x0.136x1.299m三相桥式电路的平均失控时间为：T=0.0017ss电流滤波时间常数T.。oi三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms,为了基本滤平波头，应有(1〜2)T=3.33ms,因此取Ti=0.002s。i oi电流环小时间常数之和T。ZiT=T+T=0.0037sZi Soi电流调节器结构的选择根据设计要求：，无静差，超调量g<5%,可按典型I型系统设计电路i调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器其传递W(W(s)=K®+1)ACRVTsi式中Ki――电流调节器的比例系数；式中Ti――电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择t=T则电流环的动态结构图便成为图4-4所示的典型形式，其中U*i(s)B + hKIIds) fa-s(T工is+1)1图4-2校正成典型I型系统的电流环电流调节器的参数电流调节器超前时间常数：t=T=0.02s。电流环开环增益：要求G<5%时,il i查阅资料后，取E=0.707,KT=0.5，IZi

衣 0.5 0.5K_ _ _135.1s-1iT 0.0037工i选择给定信号:Un衣 0.5 0.5K_ _ _135.1s-1iT 0.0037工i选择给定信号:Un*=10V选择转速环限幅电压：U*._10Vi选择电流环限幅电压：Uc_10V则电力电子变换器的电压放大系数:“U 220“K_」_ _22sU 10c则电流反馈系数：U* 100_i_ _0.533V/A• 18.75dmACR的比例系数为：”KtR135.1x0.02x3.74K_―i几iS22x0.533 0,8624.检验近似条件电流环截至频率:1)w_K_135.1s-1ci I晶闸管整流装置传递函数的近似条件196.1s-1>w.3T 3x0.0017s ci满足近似条件。2)忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件=180.8s-1>wcioi满足近似条件。5.计算电流调节器电阻和电容含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器如图3-8所示:其中U*为电流给定电压，-PI为电流负反馈电压，U为电力电子变换i d cRo2-I IRo2-I I-~<iAC01Ro2^balUc

—Oi ^balUc

—ORoTRo22I II ［图4-3rP^°型电流调节器由图4-5，所弟运算放大器取R0=40k0,各电阻和电容值为R=KR=0.862x40=34.48K0，取35KQoi0.02350000.57pF，取oi0.02350000.57pF，取0.6卩F4x0.00240F=0.2卩F取0.2卩F按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为◎=4.3^<50-，满i 0 0足设计要求。4.2转速环设计电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传=s（T=s（T工i+1）=w(s)=cl1 U*.(s)/卩］+ 一Is(Tzi+1) K忽略高次项，Wcli(s)可降阶近似为

WcliWcli（s）-1丄s+1Ki近似条件为3计TEz.式中 wcn——转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*(s),因此电流环在i1I1Id（s）_W/s）〜P U*i（s）卩丄s+1KI确定时间常数(1)电流环等效时间常数—=2T=2x0.0037s=0.0074sK 工i转速滤波时间常数T二0.01son转速环节小时间常数T=—+T=0.0074+0.01=0.0174sEnK onI转速调节器结构的选择用电流环的等效环节代电流环后，同时将给定信号改成U*(s)/a，再n把时间常数为1/K和T的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常I On数为的惯性环节。则转速环结构框图可简化为图4-7所示。u*n十a 图4-4转速环的动态结构框图按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为w/、K(ts+1)Wasr(s)=ntsn式中Kn――转速调节器的比例系数；tn转速调节器的超前时间常数。这样，调速系统的开环传递函数为aRKoR(ts+1)n'n /K(ts+1)W(s)= -_- =小n CTs(T,s+1)t卩CTs2(T^s+1)em'Zn 7nem'Zn /tsn令转速环开环增益为KaRnu*ns)a 43、 -Kn(ts+1)N、n ‘n(s) As2(TZns+1)W(s)=不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如图4-8图4-5转速换的动态结构框图及其化简(校正后成为典型II型系统)4.计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为T=hT=5X0.0174s=0.087sn Zn转速开环增益转速环系数:2h2T2Zns-2=396.4s-22x52x0.01742nnN=10=1500u0.0067V•min/rASR的比例系数（x仔（h+143CT 6x0.533x0.136x0.058 …K= j= =5.79n 2hoRT 2x5x0.0067x3.74x0.0174工n检验近似条件转速环截止频率K=0.087x396.4st=K=0.087x396.4st=34.5stNW=—N=Tcnw11） 电流环传递函数简化条件为1） 电流环传递函数简化条件为1.T1=—」 =63.7s-i〉wT3Y0.0037 cn工i满足简化条件。2） 转速环小时间常数近似处理条件为1K1135?!卜= =38.7s-1〉w3飞T3 0.01 cnon满足简化条件。计算调节器电阻和电容含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器如图4-9所示:RnCnRo211,2J 1JLRo211,2J 1JLr-ConRoJLRo24 1——.T< 11CA^bal图4-6脸给定滤波鸟反馈滤波的PI型转速调节器 匚，—n为转速负反馈电压，U*:调节器的输出i其中U*为转速给定电压，n是电流调节器的给定电压。取R=40kQ，贝V0R=KR=5.79x40KQ=231.6KQ230KQ

T0087C— F=0.38pF 取0.4卩fnR230000n4TC—on—2卩F 取2卩FonRo校核转速超调量当h—5时，b—37.6%，不能满足设计要求。应按ASR退饱和的情况n重新计算超调量。(AC](AC]An—2[AC) max b=1CJn*LC丿b—n7.按ASR退饱和重新计算超调量仏 \AnT九一ZN工#n*Tm调速系统开环机械特性的额定稳态速降：. IdNR 12.5x3.74_ __/.An=型— —343.75r/mmNC0.136e本电动机的过载倍数久=1.5，理想空载起动时，z=0查表得，h=5时，△Cmax/Cb=81.2%，则bn=2bn=2X81-2%X1-5X343.750.0174x1500 0.058—16.7%〉10%不能满足设计要求，应当加入转速微分负反馈。8.转速超调的抑制——转速微分负反馈在转速调节器上增设转速微分负反馈，加入这个环节可以抑制甚至消灭转速超调，同时可以大大降低动态速降。在双闭环调速系统中，加入转速微分负反馈的转速调节器原理图如图4-10所示。

RnCnUn*+■"UnR0/2RO/2□Ui*RnCnUn*+■"UnR0/2RO/2□Ui*R0/2丄Con-1-RO/2RbalTRdn图4-7带转速微分负反馈的转速调节器和普通的相比，在转速反馈环节并联了微分电容Cd和滤波电阻Rd,即在转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速微分负反馈信号。图4-8图4-8转速微分负反馈对启动过程的影响图中的曲线1为普通双闭环的起动程，当t=t2时，n到达给定值n*，ASR开始退饱和，其后转速必然有超调。加入转速微分后，退饱和提前到T点，所对应的转速nt比n*低，就提早进入了线性闭环系统的工作状态，在时转速图4-9带转速微分负反馈的转速换动态结构框图图4-9带转速微分负反馈的转速换动态结构框图待定的参数是Cd和Rd，由于td=R0Cd，Td=RdCd。而且已选定dn dn dn 0dn odn dndnTd=T，只要确定Td，就可以计算出Cd和Rd。odnon dn dn dnTTdnTodn-转速微分滤波时间常数Td的近似工程计算公式为：dn4h+2” 2cn*TTOC\o"1-5"\h\zT= T― m_dnh+1工n （九一z）AnN无超调时的微分时间常数应该是, 4h+2”T| > Tdnb=0—h+1En本设计无超调时Tdn'寺X0・0174S=O'0638*\o"CurrentDocument"小t0.0638 […厂C=-^= =l.595pFdnR0 40000\o"CurrentDocument"厂T 0.01 …sR=—匹= =6.27KQdnC 1.595X10-3dn综上，微分电容为1.595RF，滤波电阻为6.27Q。加入转速微分负反馈后转速无超调，即满足&<10%。n4.3反馈回路设计4.3.1电流反馈利用霍尔元件进行电流反馈+15VlieHLVRmUilieHLVRmUi-15V图2-13(b)霍尔元件构成的电流互感器该霍尔电流互感器的两侧的电流时1:1的，图中Rm为测量电阻，同时为限流电阻，即 IR<U*maxm i式中I ——霍尔电压传感器HLV一次侧的最大电流即电动机最大电流；maxU*i――电流调节器输入限幅值。iR=-1^=0.53018.75型号：TV100—AW/100432转速反馈设计计算转速环节的反馈系数和参数:因为电动机的额定转速为1500r/min，所以测速发电机的的额定数据可选为：22W,110V，0.22A,2000r/min。转速反馈系数a包含测速发电机的电动势系数Cetg和输出电位器RP2分压系数a2，有Cetg=20OO爲0-055V-min/r压系数a2，有“Cn0.055X1500电位器RP2的选择RP2二詁= 〜187500.2仏0.2X0.22此时RP2所消耗的功率为W二Cnx0.2J二0.055x1500x0.2x0.22二3.63WRPetgN Ntg为了不致使电位器温度很高，实选电位器的瓦数应为消耗功率的一倍以上，故可将RP2选为10W，2.1K0的可调电位器。图4-11转速反馈设计（测速发电机设计）图4-11转速反馈设计（测速发电机设计）第5章辅助回路设计5.1直流稳压电源220V15V|_-15V220V15V|_-15V图5-1直流稳压电源由单相桥式整流器和三端稳压器构成的稳压电源，作为给定电源。电路的组成电路经变压器变压后的42V电压经单相桥式整流后向给定电路提供电源。将变压器线圈分为两部分，中间接地，以得到正、负电压同时输出。在电桥的两端分别串入一对容量较大的电容C、C2和一对容量较小的电容12C3、C4，两对电容的中间接地。在正电压输出端串入三端稳压器LM117，在负电压输出端串入LM137.分别稳定+15V、-15V电压的输出。电路的工作原理给定电路的电源由单向不可控整流后的电源提供。电源电压晶变压器变压后的输出电压是42V，变压器线圈绕组的中间接地，见变压器分为两个同时输出21V的副边电压。电流经不可控整流后，直接向稳压器提供稳压电源。21V的电流经整流桥后，输入稳压器的电压大约为21x1.2沁25V这样稳压器LM117的输出电压为+15V，LM137输出固定电压一15V。整流后输出电压的电流为正弦波形电流，在整流桥的两端并入电容q、

C2后，可将正弦波电流变为输出电流大小基本恒定的电流源，有利于稳压器的稳压与给定电路的稳定输出。稳压器的输入端并入电容C3、C4用以抵消输入端较长接线的电感效应，防止产生自激震荡，接线不长时也可不用。输出端并入电容C7、C8是为了瞬时增减电流时不至于引起输出电压有较大的波动。R1=（120〜240）0，为保证空载情况下