UC控制之功率因数较正器电路设计方案,范

ＵC38５４掌握之功率因数校正器电路设计PHILＩPＣ。TODD摘要这个应用手册说明功率因数校正的概念与它的升压型前端调节器的设计.本手册包含了功率因数校正的重要规格、升压型转换器的功率电路设计与掌握此一转换器的ＵC3854集成电路说明。本文将供应完整的设计过程,同时说明白设计过程中所必须进行的斟酌与考虑。本文所提到的设计流程适用于UＣ3８54Ａ／B以及ＵC38５４。您可以参考Uｎｉtroｄ公司所出品的设计手册DN—39以了解某些本文未提到的主题.虽然本文没有商量到这些部分，但是在进行设计时还是必须考虑这些部分的。本篇应用手册是用以作为取代应用手册U—1２５”使用UＣ38５4的功率因数校正器”之用。前言主动式功因较正器的主要功能就是使电源供应器的输入功因较正为１。0,即使得电源供应器把功因较正器的输入端视为一个电阻。而主动式功因较正器主要是利用电流的响应随着电压的变化而跟着增大与减小的方式来完成这个功能.当电压与电流间的变动比为一个定值时，输入端将呈现电阻性且此时的功率因数将达到1．0。若这个变动比不再是一个定值，则输入的波形将会产生相位差或谐波失真，而这些变化将会降低功率因数。一般对功率因数的定义是有功功率与视在功率间的比P是输入功率的有功功率,Vrms与Iｒｍs是负载的电压与电流均方根值，也就是文中所提到的功因较正器输入电压与电流均方根值.若负载是一个纯电阻,则有功功率与电压电流均方根值的乘积将会是相同的，且此时的功因将会是1.０；若负载不是一个纯电阻,则功因将会低于1.０。相移量的大小主要是反应了主动式功因较正器的输入电抗大小，任何像是电感或电容的电抗皆会造成输入电流相对于输入电压的相位转变。电压电流间的相位差也是一种功率因数典型的定义,即功率因数等于电压与电流相角差的余弦函数：电压与电流间的相角差也反映出无功功率的大小。如果负载的电抗只占负载阻抗的一小部份,则相位差将会很小。当输入端因前馈信号或掌握回路造成相移时,主动式功因较正器可对输入电流产生一个相位较正的效果。此外，沟通侧的线电流滤波器也可能会造成相位移。谐波失真率反映出主动式功因较正器输入阻抗中的非线性成分。任何输入阻抗的变动(以输入电压的函数呈现）将会造成输入电流的谐波失真，而此谐波失真也是造成低功率因数的缘由之一。谐波失真将会造成输入电流均方根值的增加,但不会增加输入的功率。也因此一个非线性的负载将会造成不好的功率因数，其缘由是系统需要输入较高的电流但总输出功率却很低.如果非线性的成分较小的话，则谐波失真也会相对的减小。主动式功因较正器的失真主要有几个生成的缘由：前馈信号、反馈掌握的闭回路、输出电容、系统电感及输入的桥式整流器.HarｍｏnicOrｄｅrＰｅrmｉssｉbｌeｃｕrrentMａｘiｍuｍPｅrｍisｓiblecurrｅntｎｍＡ/WAＯddｈarmｏｎｉｃs33.４2．3０5１.９1.1471．0０．7890.5０．40110。３50。３３130．30。2１15up３.8５/nEvenhａrmｏnｉcｓ２１。8１．０840。70.4260.50．30＞8表1一个主动式功因较正器可以轻易的达到一个很高的功率因数,一般而言皆远高于0．9以上。但功率因数不会随着谐波失真或电流波型的转变而有明显的变化，所以比直接观察功率因数的大小更便利的方法是利用下列几个数值来考虑。例如：３％的谐波失真其功由于0．99９；30％谐波失真的电流其功因仍有0。9５;与电压相差２5度的电流其功由于0．９0.以目前的趋势来说，负责电力质量的全球性标准组织多以简略列出输入线电流上每一个频段的最大容忍谐波量的方式来制订标准。IEＣ５55－2订定了15次谐波之前的每一个谐波与15次之后的总谐波相对的电流谐波容许量。表1列出了在本文完成时,IＥＣ5５5－2所列出的谐波需求。该标准包含了两个部份的规范:相对的电流谐波量以及总谐波量的肯定最大值，这两个限制都适用于全部的设备。这个表主要是拿来作线间谐波失真规范的例子,尚无法作为设计时的规格参考。这是由于IEC在目前尚也未提出IEC555的最后版本，因此此一标准仍可能会有大幅度的修改。主动式功因较正对于一个主动式功因较正器的功率级电路而言，升压型调节器是一个极佳的选择,其主要的缘由是此架构的输入电流是连续的,也因此它产生较低的传导性干扰与最好的输入电流波形。然而升压型调节器的缺点就是它的输出需要是一个高电压，也就是输出电压需要高于输入的预期峰值电压.应用在主动式功因较正用途上的升压型调节器其输入电流波形必须与输入电压波形成正比。因此必须使用反馈掌握来达到此一目的，图1高功率因数电路的基本组态可以采纳的方法包括峰值电流模式掌握法或者是平均电流模式掌握法等。这两种掌握技术都可利用UＣ38５4来实现。峰值电流模式掌握法在电流反馈响应上的低增益与高频宽的特性使这种掌握法不适用于高性能的主动式功因较正器,由于此方法的电流命令与实际电流间的误差较大。此一现象也将会造成谐波失真与较差的功率因数。平均电流模式掌握法主要是利用一个简洁的概念,就是在升压型调节器功率电路上再外加一个由放大器电路构成的反馈回路，也因此输入电流将会以微小的误差量追随着电流命令而变化。以上就是平均电流掌握法的优点，也是为什么能改善功率因数的缘由。平均电流模式相对来讲是比较容易实现的,这也是本文所要描述的方法。图2调节器前端的波形图３高功率因数图1所示为升压型功率因数较正器的电路方块图，升压型功率因数较正器的功率电路部份是与直流/直流升压型转换器是相同的。在电感之前有一个桥式整流电路对沟通输入电压进行整流，但沟通转直流用的大型输入电容已被移到升压型转换器的输出侧。在某些电路中桥式整流电路后会接上一个电容值较小的电容，此电容主要是作为抑制噪声用。升压型调节器的输出电压为肯定值,但它的输入电流则呈现半个弦波的形式.流入输出电容器的功率不是一个定值，它是以输入电压的两倍频率变化，其瞬间的功率为电容的瞬时电压乘以流入电容的瞬时电流。如图2所示，最上方的波形为输入功率因数较正器的电压与电流,其次个波形则为流入与流出输出电容的能量。当输入电压高于输出电容的电压时，电容是处于储能的状态；当输入电压低于输出电容的电压时,电容是处于放能的状态。第三个波形是电容的充电电流与放电电流，此电流波形与输入电流波形有着不同的外形，且其频率它几乎是在输入电压的二次谐波上。此一能量的流淌将会造成二次谐波形式的电压涟波，如图２中之第四个波形所示。要注意的是，这个电压涟波与电流波形相差为9０度，所以这是无功形式的储能.在考虑输出电容的额定值时必须将处理二次谐波涟波电流以及处理升压型转换器功率开关在调变时所造成的高频涟波电流的能力考虑进去。掌握电路主动式功率因数较正器必须同时掌握输入电流与输出电压,而电流掌握回路的命令是由整流后的线电压所决定，因此可以使转换器的输入阻抗呈现电阻性。而输出电压的掌握是藉由转变电流命令的平均值大小来完成。模拟的乘法器将整流后的线电压乘以电压误差放大器的输出后，产生一个电流掌握命令。也因此电流的掌握命令与输入电压的外形相同,同时其平均值代表输出电压的掌握命令大小。图3所示为一个主动式功率因数较正器所需要的基本掌握器电路方块图。输出电流乘法器的输出称之为Ｉｍｏ，而这个乘法器的输出即为输入电流的掌握命令。在图3中，乘法器的输入端(输入电压整流后的电压)是以电流的方式表示的，由于这就是UC３8５4的动作原理。除了乘法器之外，在图３中还包括了平方器与除法器，这些电路主要的功能是将电压误差放大器的输出除以输入电压的平均值取平方后的数值,最后得到的值再乘以整流后的电压信号。这个外加的电路将可使电压回路的增益维持一个定值,没有它的话电压回路增益将会是平均输入电压的平方倍。输入电压的平均值称之为前馈电压信号或是Vfｆ,而当它被前馈到电压回路增益时,此一数值供应了一个开回路的较正量，且这个值是需要取平方后用来作为电压误差放大器输出电压信号Vvｅa的除数。电流的掌握信号必须尽可能地接近整流后的线电压信号以提升功率因数，如果电压回路的频宽太大，则此掌握回路将会调节输入电流以达成输出电压的恒定，但这样会使得输入电流的波形严重失真.因此电压回路的频宽必须小于输入线电压的频率。但是电压回路的瞬时响应又必必要很快,所以电压回路的频宽又需要尽可能地大。平方器与除法器所构成的电路将可使回路的增益维持定值，所以掌握器频宽就可以尽可能地靠近输入线电压的频率以降低输出电压的瞬时变化。当电压输入变动范围大时，这个问题更为重要.这个使回路增益维持定值的电路让电压误差放大器的输出变成一种功率的掌握，电压误差放大器的输出就可直接掌握传送到负载的功率大小,从以下的例子就可以轻易地看到这个现象。如果电压误差放大器的输出是一个定值，而输入的电压变成两倍,则掌握命令将会变成两倍，但这个命令值将会除以前馈电压信号的平方，也就是除以四倍的输入电压信号,而其结果将会使输入电流变成原先值的一半。输入电压变成两倍时，输入电流变为原值的一半则可维持与原输入功率相同的功率。因此，电压误差放大器的输出即可用来掌握功率因数较正器的输入功率等级，此种掌握法可用来限制系统从电源得到的最大的功率。如果将电压误差放大器的输出限制在某些值(即对应到某些最大输入功率等级的值）,则当输入电压在正常操作范围内时主动式功率因数较正器将不会从电力线吸取超过这个最大值的功率.输入的失真源掌握电路会将谐波失真与相移导入输入电流波形，产生这些误差的缘由包括输入端的桥式整流器、乘法电路的输出与以及输出与前馈电压中的涟波等.在主动式功率因数较正器中有两个调变过程，首先是输入端的桥式整流的影响，再则是乘法电路、除法电路与平方电路所造成的影响.每一个调变过程都会产生两个输入端间乘积、谐波或边频（ｓidebanｄ)的影响，且这些过程在数学上的表示式都相当地简洁.然而有趣的是,虽然这两种调变会相互的影响,但却可相互的解调,所以它的解是相当简洁的。就如同之前所描述，在主动式功率因数较正器中的涟波电压皆是线电压频率的二次谐波.当这些电压经过乘法转换电路后，所得的信号将转换成输入电流的掌握命令,输入电流再经过输入端整流二极管后,二次谐波电压的大小值将会产生两种不同频率的成分。这两项成分分别为输入线电压频率的三次谐波成分以及基本波成分。且这两个成分的电压大小值为原来二次谐波电压大小值的一半,其相位则与原先二次谐波的相位相同.如果这个涟波电压大小值为输入线电压大小值的10%且相位位移９0度的话，则输入电流将会产生一个相移为9０度,大小为基本波5％的三次谐波再加上一个相移也是９0度,大小为基本波5％的一次谐波。前馈电压是将沟通的电压整流后所得的电压，而这个电压有一个二次谐波的成分，且这个成分的大小值为平均输入电压大小值的6６%。前馈电压除法器的滤波电容大大地衰减了二次谐波,且有效地消除了较高频的谐波，因此前馈的输入端仅会存有少量的二次谐波。如图3所示,这个前馈电压将会被送到平方电路中.由于此一涟波具有相当高的直流成分,因此涟波的大小值会被变成两倍。除法器对涟波的成分没有影响，因此此一涟波会直接消灭在乘法器的输入端,最后变成输入电流的三次谐波失真与相移。平方电路将信号转换成两倍的动作反应出输入电流谐波失真量(以百分比表示)与前馈输入端涟波电压的量（以百分比表示)是相同的。很明显地，前馈的涟波电压必须相当小如此输入电流的失真才会降低.涟波电压可以利用一个具有单一极点且截止频率格外低的滤波器来加以衰减。然而，由于系统也盼望能对输入电压的变化有格外快的响应，因此滤波器的响应时间也不能太久。当然，这两种需求是相违反的,所以必须想出一个折衷的方法。使用一个具有双极点的滤波器可以在涟波衰减量相同的前提下供应较单极点滤波器更快的瞬时响应时间。双极点滤波器的另一个优点是它的相移量是单极点滤波器的两倍。而这将导致二次谐波相移180度，且使得所产生的三次谐波与输入电流的相移量变得与输入电压相同。若前馈电压加一个单极点滤波器,大小为前馈输入３％的二次谐波涟波电压其相移量将会造成0．97的功率因数。若使用一个双极点的滤波器,则在功率因数上将不会有任何的相移成分，缘由是由于它的输出是与输入电流同相位的.由前馈输入端二次谐波所造成的输入电流三次谐波成分，其大小值将会与二次谐波涟波电压一样。若在前馈电压中消灭3%的二次谐波,则输入电流也将会含有３％的三次谐波失真。由于涟波电流会流经输出电容，因此输出电压也会含有二次谐波的涟波。此一涟波电压会经由误差放大器接回乘法器电路的输入端，并像前馈电压信号一样其输出结果掌握着输入电流,这也会造成输入电流的二次谐波失真。由于这个涟波电压不会经过平方器电路，它所造成的谐波失真大小与相移量将会是涟波电压所造成的一半。为了避开相移,电压误差放大器的输出涟波电压必须与线电压同相位。而电压误差放大器则必须将二次谐波相移9０度以使得其输出与线电压同相位。图４尖波（Cusp)失真使用平均电流模式掌握法的升压型转换器，其电压回路的掌握对输出转移函数（contｒoltｏoutputｔrａnsfｅrfｕnｃｔiｏn)具有单极点的下降(ｒoｌｌoｆf）特性,因此可用一个平坦增益的误差放大器来进行补偿。虽然这将会产生一个有９0度相位边界(phaｓemａrｇｉn）的高稳定回路,然而这样还是未达到最佳化的设计。由于输出电容上的涟波电压其相位与输入电流相位相差90度，因此若误差放大器对于二次谐波频率有平坦的增益，则所造成的输入电流谐波其相位与沟通电压整流所得到的电压之相位也将相差90度。藉由将相移的成份导入电压误差放大器,系统的功率因数将可得到改善。这样将可将功率因数相移的成份移动到与输入电压吻合，并得到功率因数的提升。在必须使电压回路稳定的前提下,可加入的相移量是有限的。如果将相位边界削减到45度,则二次谐波的相位将会格外接近90度,这使得失真成分与输入电压同相。由输出涟波电压所造成的输入总失真量决定了电压掌握回路的频宽，若输出电容很小但失真量又必必要很小,则掌握回路的频宽就必必要低,如此涟波电压就可以藉由误差放大器加以衰减.瞬时响应是回路频宽的函数，低的频宽将会减慢瞬时响应速度,且将造成较大的超越量（overｓhｏoｔ）.所以输出电容必须大到可达成快速的输出瞬时响应与低输入电流失真等目的。设计回路补偿器的技巧就是找出误差放大器中输出涟波电压需要削减的总量,并倒推回增益等于1dB时的频率。当相位边界最小时，回路的频宽最高。因此选择４5度的相位边界是一个不错的折衷方法，由于这样可以得到不错的回路稳定度与快速的瞬时响应,并且容易设计。这样设计的电压误差放大器在回路增益等于１dＢ的频率之前其增益都是平坦的,在此频率之后则呈单极点的下降斜率。这样的设计可使用一个简洁的电路得到线电压频率二次谐波的最大衰减量,并获得最大的频宽与4５度的相位边界。尖波失真当沟通侧的输入电压越过零伏特时将会发生所谓的尖波失真，在此时电流命令所需要的电流将会超过可得到的电流变化率。当输入电压很靠近零伏时，于功率晶体管关闭的时间将会在电感两端有一个很小的跨压，于是电流将无法快速地建立起来，因此输入电流将会比估计的值还要延迟一段短暂的时间后才消灭.当输入电流达到所命令的值之后,掌握回路的运作回归正常，输入电流也开头追随命令电流变化。输入电流无法依照命令电流变化的时间长度是电感值的函数。较小的电感值将会有较好的电流响应与较好的失真率,但较小的电感将会造成较高的涟波电流。因尖波失真状况所造成的总谐波失真量一般不大，且几乎都是较高次的谐波,这个问题也可藉由提高切换频率来解决。UC３8５4功能方块图图5为UＣ3854的功能方块图，此图与IC数据手册中的附图相同。这个IC的内部包含了掌握一个功率因数较正器所需的电路。UC385４是以平均电流模式掌握法实现的，但它也具有极高的灵敏度以协作各种不同功率电路架构与掌握方法使用。图5的左上角包含了一个低电压锁定比较器与它的致能比较器，这两个比较器的输出必须同为1才能使这个ＩＣ正常工作。电压误差放大器的反向输入端连接到IC的第11脚且叫做Ｖｓeｎs。电压误差放大器旁的二极管主要是用来描述内部电路的特性而并非一个实际的元件。在方块图中的二极管皆为抱负二极管,在正常操作时,到电压误差放大器同向输入端被接到7．５Ｖ的参考电压，但此一电压也被用来做为软启动功能使用。这样的电路组态使得在输出电压达到它的操作点前电压回路掌握便已开头动作，这可以避开产生启动突波现象（突波可能会损坏电源供应器).在误差放大器的反向输入端与ＩC第11脚间的二极管也是一个抱负二极管，因此并不会造成反向输入端与参考电压间的压降。此二极管在实际的IＣ中是利用一个差动放大器来完成的。IＣ内部同时供应了一个可对软启动计时电容器充电的电流源。电压误差放大器的输出Vｖea接到UＣ38５4的第７接脚，这个信号也是乘法器的输入.输入乘法器的另一个信号是来自第６支接脚的Iａc,这个输入信号是来自输入端整流器的斜率掌握命令。这支接脚将保持在６V，且是电流形式的输入信号。接脚8是前馈的输入端Vff,且这个值在馈入到乘法器除法输入端之前将会被先取其平方值.从第12脚输入的Ｉsｅt电流也被用在乘法器上以限制最大的输出电流。由乘法输出的电流为Imo,它将从IＣ的第5脚流出且同时被接到电流误差放大器的同向输入端.电流误差放大器的反向输入端被接到ＩC的第4脚,也就是Isens接脚。而电流误差放大器的输出将连接到调变脉宽的比较器,且这个值将与来自第１4脚的震荡斜率做比较。这个震荡器与比较器掌握着S-R正反器的触发信号并藉以掌握着第16脚的高电流输出。UC３85４输出电压在IC内部已被箝制在１５Ｖ，所以功率晶体管将不会被过驱动。IC的第２脚供应了突波电流的过电流保护,当这支接脚的电位一被拉到负压时,它将立刻使得输出的脉波关闭。而ＩＣ的参考电压输出为第９脚，输入电压则是连接到ＩC的第１5脚。图5ＵC3854功能方块图图６2５0瓦功率因数较正器完整电路图设计流程功率电路设计在本例中,我们将使用一个２5０W的升压型转换器来当作功率电路的设计范例.升压型功率因数较正器的掌握电路几乎与功率电路的功率等级无关，一个5000W的功率因数较正器，其掌握器将会与5０Ｗ的功率因数较正器几乎一样。虽然功率级电路有所差异,但全部功率因数较正器的电路设计过程将会相同。既然设计过程是相同的,其它等级的功率电路都可以将250W的较正器当做一个不错的类推范例,它可以类推到更高或较低输入等级的较正器.图6为一个此一电路的设计电路图,其设计流程说明如下。规格转换器功能的规格制订是设计流程的开头，输入线电压的最小值与最大值、最大的输出功率与输入线电压的频率范围都必须先订定出来。就这个范例电路而言，其规格为：最大输出功率为：２50W输入电压范围：AＣ80V~2７0V线电压频率范围：４7~65Hz符合这个定义的电源供应器几乎可适用于世界各地的不同输入电源。升压型调节器之输出电压必须高于输入的峰值电压,且建议值是高出最大输入电压5％到10％的电压值，所以输出电压将决定为直流电压４0０Ｖ。功率晶体管的切换频率并没有肯定的标准。但切换频率必须足够高到让功率电路体积降低并降低失真,同时需低到足以维持效率.在大部分的应用里，切换频率选择在２０KHz到300ＫＨz的范围是个不错的折衷选择。在本范例中，转换器的切换频率设定为1０0ＫＨz，如此可当作兼顾体积与效率的折衷选择。在此频率下,电感的值不需太大，尖波失真也将会被减到最小，电感的体积会变小,由输出二极管所造成的能量损失也不会太高。当转换器操作在较高的功率等级时,较低的切换频率将可降低能量损耗。开关的导通减震电路可用来削减切换损失并使得转换器在高频切换时达到格外高的效率。图7电感的选择电感将决定在输出侧高频涟波电流的大小,且它的值与涟波电流大小值有关。电感值是以输入侧的沟通电流峰值来决定.由于最大的峰值电流消灭在线电压等于最小值的位置，其关系式为在此范例中，转换器的输入线电流峰值为4．42Ａ，消灭在输入为沟通80Ｖ时。在升压型转换器中最大涟波电流发生在责任周期为5０％时,这也意味着在升压比为的时候。电感电流的峰值一般不会发生在这个时候，由于它的峰值是由正弦掌握命令的峰值所决定的。电感的涟波电流峰值对于计算输入滤波器所需的衰减量而言是很重要的.图7为本范例转换器电感上涟波电流（峰对峰)值对输入电压的关系图。一般来说，电感上的涟波电流（峰对峰）值多被设定为最大线电流峰值的2０％。这个值在某种程度上只是一项参考用的数值，由于这通常不是高频涟波电流的最大值。较大的涟波电流值将会使得转换器在大部分的线电流整流周期都操作在不连续模式的状况下,这也代表输入滤波器必须变大以衰减更多的高频涟波电流。使用平均电流模式掌握法的UC38５4可让升压型转换器的功率电路操作在连续模式与不连续模式底下,且其特性没有丝毫的转变。电感值是由半波整流最低输出电压时的电流峰值、在此电压时的责任周期Ｄ以及切换频率所决定的,其关系式如下:其中△I是指电流涟波峰对峰值。在这２50W的范例电路里,D=０．７１、△I＝900mA、电感L=0．89ｍＨ。为了便利起见,电感值被四舍五入而以整数1.０mH代替。由于高频的涟波电流会被加成到线电流峰值中，所以电感电流的峰值会等于线电流峰值与二分之一高频涟波电流（峰对峰）值的总和.电感必须能够承受此一数值的电流。就本范例而言,电感的峰值电流为5．0A，而峰值电流的限制将被设定为比这个值高出10％的5.5A。输出电容选择输出电容所需考虑的因素包括切换频段的涟波电流大小、涟波电流的二次谐波、输出的直流电压、输出的涟波电压与保持时间。流经输出电容的总电流为切换频段的涟波电流均方根值与线电流的二次谐波均方根值。一般常用来当作输出电容的大型电解质电容通常包含一个等效的串联电阻,且此一电阻值会随着频率而变化，一般在越低频时此电阻值越高。电容可负荷的电流量一般是由电容的温升来决定的。一般计算此一电流的方法乃是去计算高频涟波电流与低频涟波电流所造成的温升,然后将它们加总起来即可。一般电容的数据手册里也会供应必要的等效串联阻抗(EＳR）与温升效应的信息.在选择输出电容时，输出电压维持时间的要求常常都是最重要的考虑因素.维持时间指的是当输入能量截止时，输出电压仍可维持在某个特定范围的时间长度，典型的维持时间为15~50mS.在4０0Ｗ输出的离线式电源供应器中,通常需要每瓦特输出１~2ｕF来达到维持时间的需求，因此在这个２５0Ｗ输出的范例里输出电容将为45０uＦ。若不要求维持时间的长短,则输出电容值将会很小,小到每瓦特输出需要0．２uF的电容,而涟波电流与涟波电压将成为主要考虑的目标。维持时间的长短是输出电容所储存能量、负载所需的能量大小以及输出电压与负载操作的最低电压等因素的函数.电容的维持时间与前述各因素的关系式如下式所述：μ在本式中，Ｃｏ是输出电容、Poｕｔ是负载所需的功率、△t是维持时间、Ｖo是输出电压、Vo（min）是负载可操作的最低电压。对本范例转换器而言，Ｐｏut为２5W、△t为64mＳ、Vo是４０0V、Vｏ（mｉn)是３00Ｖ，所以输出电容值为45０uＦ。功率开关与二极管功率开关与二极管的等级必须确保系统的牢靠度。选择这两个组件之等级的方法已经超过本应用指引的商量范围.图８负电压输出的比流器图９正电压输出的比流器一般来说，功率开关的电流额定值必须至少大于电感上的最大峰值电流，其电压额定值则必须大于输出电压.对于输出二极管而言，这个条件也是相同的。输出二极管的响应必必要格外快速以削减切换时造成的损失，并使损失下降。功率开关与二极管必须有相同等级的降额定值（deraｔinｇ），此一需求会随应用场合而有所不同。在这个范例电路中,二极管是属于快速高压形式的二极体，反向恢复时间35nS，耐压60０V,顺向导通电流8A。在这个范例电路中的功率晶体管，其耐压为直流500V,电流额定为2３A.在功率开关上的损失主要是来自二极管截止时的流通电流。当开关导通但二极管尚未截止的瞬间，由于开关必须流过全部的负载电流加上二极管的反向回复电流;且此时开关上的跨压为输出电压,因此这瞬间的开关损失是相当大的。在范例电路中，所选择的二极管是相当快速的。所选择的开关则考虑了需承受高能量损失的需求。如果开关上允许加入导通减震电路的话，开关所需的额定值将可以降低,电路也可以使用较慢速的二极管。电流的检测有两种常用来检测电流的方法:一是在转换器到地之间使用一个检测电阻,另一则是使用两个比流器（ｃurrenｔｔrａnｓfoｒｍｅｒ)。检测电阻是一种较不昂贵的方式，且适合用在低功率与低电流的场合。但在较高电流等级的情况下，检测电阻的损耗将会变的相当大，所以此时比流器是较合适的.本文将使用两个比流器,一个用来检测开关上的电流，另一个则用来检测二极管上的电流,由于这是平均电流模式掌握法所需要的资讯。比流器必必要操作在相当大的责任周期范围下,因此它们有可能会饱和。比流器的操作已超过这篇文章所探讨的范围,您可以参考Ｕniｔrｏｄ公司所出版的技术手册DＮ—4１，里面有针对此一问题的简略探讨.比流器可被设计为正电压输出或负电压输出。如图８所示,当设计为负电压输出时,UC3８54用来限制电流突波用的第2支接脚的功能可以很轻易的实现。但若比流器被设计为正电压输出时(如图9所示），此一功能将不易实现。不过此功能可通过在比流器到地之间加一个检测电阻来检测切换开关上的电流加以完成。依据是否使用电阻来检测电流或者是否使用正电压输出的比流器来检测电流，乘法器的输出设计与电流误差放大器的设计将会不同.这两种方法具有几乎一样好的特性，其电流误差放大器的设计分别示于图８与图９中。正电压输出的比流器其设计是把检测电阻连接到积分器的反向端输入,而乘法器输出端的电阻则是连接到地.(参考图9)乘法器的输出电压不为零，且是电流回路的掌握电压信号，它也拥有电流回路掌握所需的全波整流形式的半波信号。如图6所示，本范例转换器使用电流检测电阻来检测电流，所以电流误差放大器的反向输入端（IC的第4支接脚）将透过Ｒci而连接到地。而电流误差放大器将被设计为适用于平均电流模式的低频积分器，这种连接使得电流误差放大器的同向输入端（ＩC的第5支接脚，即与乘法器输出同节点的脚位）的电压会等于零。电流误差放大器的同向输入端就像是一个电流回路掌握信号的总汇流点，并且把乘法器的输出电流加到检测电阻的电流(即流经掌握命令电阻Rｍo的电流)上,而此加成的差异则用来掌握升压型调节器。电流误差放大器同向输入端的输入电压在低频时是很小的,缘由是它的增益在低频时是很大的。同样也由于它在高频时的增益是很小的，因此在切换频段可能会消灭相对大的电压信号。IＣ第４支接脚的平均电压将会是零,缘由是这支接脚透过电阻Rｃi连接到地。在这个范例转换器上的电流检测电阻,其两端的跨压相对于地是负电位的,所以确定UＣ3854的每一支接脚都不会变成负电位是一个重要的动作。检测电阻两端的跨压必须维持在一个低准位，且IC的第2支接脚与第5支接脚上的电压必须被箝制住以避开它们变成负的准位。跨压为１V左右的检测电阻是一个不错的选择，此一电阻值产生的讯号够大因此得以不受噪声的干扰，同时也够小而不至于造成太大的能量损失。选择检测电阻的电阻值其实是相当有弹性的。在这个范例转换器里，我们选择０．２5欧姆的电阻来作为Rｓ。在最糟的状况下,5。6A的峰值电流将会产生最大１．4Ｖ的峰值电压。峰值电流限制当瞬时电流超过峰值电流的最大限制值且当IＣ第2支接脚的电压准位被拉到低于地电位时，UC３85４将会使功率晶体管截止.而电流的限制值是由参考电压准位到检测电阻电压准位间的分压器所决定的。电压准位设定的方程式如下所示：这里的Rｐｋ１与Ｒｐk2是分压电阻，Vｒeｆ是UＣ38５4所供应的7．5Ｖ，Vrｓ是电流限制点上的检测电阻两端跨压。而流经Ｒpk2电阻的电流大约为1mA,所以在这范例电路里是利用１０K欧姆的Rpｋ１与1．８K欧姆的Rpk2来将峰值电流的限制值设定为5.４A。当操作在低电压准位时，此电路可加上一个小电容值的Cｐk以供应额外的抗噪声能力，但它也会略微增加电流的限制值。乘法器电路的设定乘法器电路是功率因数较正器的核心电路。乘法器电路的输出即为电流回路的命令，藉由掌握此一命令可得到相当高的功率因数。因此，乘法器的输出是一个可以表示输入电流状况的信号。不像大部分电路设计时是由输出状况来决定输入的条件,在设计乘法器电路时必须由输入条件开头设计。乘法器电路同时具有三个输入信号:命令电流信号Ｉac（ＩＣ的第6支接脚）、由输入端得到的前馈电压信号Ｖfｆ（IC的第8支接脚)与电压误差放大器的输出电压信号Vｖea（IC的第7支接脚).Ｉｍo是乘法器的输出电流信号(IC的第5支接脚）,这三者的关系式如下式所述:在这里Ｋm是乘法器里的一个常数,且它的值等于1.０；Iａｃ是输入电压整流完后的命令电流信号;Vvea是电压误差放大器的输出电压信号;Ｖff是前馈电压信号。前馈电压信号Vff是平方电路的输入信号,ＵC3８５４的平方电路通常操作在１.４V～4。５V的电压范围。UＣ3８54内部有一个箝制电路可以在输入电压信号超过了这个电压等级的情况下将Vff限制在低于4.5Ｖ.输入电压Vfｆ的分压电路由三个电阻（如图6所示，电阻Rｆｆ1、Rff2与Rfｆ３)与两个电容（Ｃff１与Cff２）所组成,而它们的作用是作为两个输出的滤波器。这些电阻与电容形成了一个二阶低通滤波器,所以直流输出电压可以与半波形式的输入电压的平均值成正比。而这个电压平均值是半波形式输入电压均方根值的90％.如果沟通侧输入电压的均方根值是沟通27０V，则半波形式输入电压的平均值将为直流２４3V，且其峰值电压将为3８２Ｖ.Vfｆ分压电路必须满意两个直流条件。在高线电压输入时，Ｖｆf不能超过4。5V.在这个电压准位时,Vｆｆ电压准位将被箝制住而使得前馈失去它的作用。分压电路的设计准则在于当输入电压为最低输入准位时，Vff的电压值需等于1。41４V，分压器的端电压Vffc则为７.5Ｖ。如此Vff将会如Ｕnitrｏｄe公司的设计手册ＤＮ—３９B所述的受到箝制.如果Vfｆ的输入电压低于1.４1４Ｖ的时候,在IＣ内部有一个内部电流限制以使得乘法器的输出维持定值.由于输入电压Vff必必要始终存在，所以在最小输入电压时Vff仍须等于1.414Ｖ。当输入电压的变动范围过大时，这可能会造成高准位时Vｆf受到箝制。不过，设计时宁可使Vff箝制在高准位的截止电压范围,也不要使乘法器输出被箝制在低准位的截止范围。如果Vfｆ被箝制住,电压回路增益也将转变，但这对整个系统的影响不会很大;反之，若箝制住乘法器的输出电压,则输入电流将会造成严重的失真。由于这个范例电路使用UC3854,所以Vｆf的最大电压将会是4．5Ｖ.如果分压电路的第一个电阻Ｒff１是9１0K欧姆、中间的电阻Rｆf２为91K欧姆与底层的电阻Ｒff３为９1K欧姆时，当输入电压为沟通均方根值为２70V,且直流平均电压值为2４３Ｖ，将会使得Vｆf的最大电压值变成４．76V。但当输入电压为沟通均方根值为80V,且直流平均电压为7２Ｖ时,则Vff将为直流１．4Ｖ。同样地,当分压电路的端点电压为沟通８0V时,分压器上端的电压Ｖffｃ的输入电压将为７.83V.要注意的是由于我们允许高准位的截止电压超过4.5Ｖ，所以低准位的截止电压将不会低于1。４1Ｖ.电压误差放大器的输出是设定乘法器所必须考虑的另一个部份,而电压误差放大器的输出Ｖvｅａ在ＵC38５4IC的内部被箝制在５。6V.电压误差放大器输出电压的准位凹凸相当于转换器输入功率的多寡.当输入电压Vveａ维持定值时，此一前馈电压会使得输入功率维持定值而不会受输入线电压准位转变的影响。如果5Ｖ代表最大的正常操作电压的话,则５。6V的准位将被视为超过最大功率限制的1２％。箝制住电压误差放大器的输出电压，就是设定Vff的最小电压准位为1。４1V.您可将这个数值代入上面所提到的乘法器输出电流方程式便可得到印证。当Vｆf电压值很大时，乘法器天生的误差将会被放大,其缘由是由于Vvea／Ｖfｆ的值变小了。如果是应用在输入变动范围很大且需要极低谐波失真的系统，则Vff的电压变动范围将被改为0。7V～3．5V。为完成这一目的，电压误差放大器上必需额外加装一个箝制电压的电路,来使得它的输出电压低于2。０0V。然而,这样的作法是不被建议的。乘法器的输入电流乘法器的操作电流是输入电压透过电阻Rvac而来，虽然乘法器在高电流相对来讲有最好的线性比例特性，但建议的最大操作电流为0。6mＡ。在这范例电路里，高准位的峰值电压是直流3８2V，且在UC38５４第6支接脚的电压准位是６．０V,使用电阻值为62０Ｋ欧姆的Rｖac将偍供一个最大为0.６mＡ的Ｉａc.又由于IC第6支接脚的电压准位为直流６.０Ｖ，所以当输入电压为０V时，在突波失真操作范围四周系统必需加上一个偏压电流。连接参考电压Vｒｅf与IＣ第６支接脚的电阻Rｂ1将供应一个所需要的微量偏压电流，而Rb1的电阻值约等于Rｖac/4.在这个范例电路里，电阻值为150K欧姆的Rb１将供应一个正确的偏压电流。乘法器的最大输出电压将发生在低电压输入时输入正弦电压的峰值处；乘法器最大的输出电流可由上面所提到的Imｏ方程式来计算.当输入电压Vin为低准位时，Ｉaｃ的电流峰值将会是182ｕＡ,且Vvea将会是5．0Ｖ、Vfｆ将会是2。０V,则电流Imo最大值将会是365ｕＡ。由于电流Ｉｍｏ的值不会比两倍的Iaｃ还大，因此这也代表了此一输入电压下本功因较正电路可得到的最大电流以及输入电流的峰值都受到了限制.电流Ｉsｅｔ是乘法器输出电流的另一个限制,Ｉmｏ将不会比３.75／Rsｅt还大.就这个范例电路而言,电阻Reｓｔ的最大可用值为１0。２7K欧姆,所以本电路选择１０K欧姆作为它的电阻值。乘法器的输出电流Ｉmo必须和一个与电感电流成比例的电流做加成，如此才能构成一个电压反馈掌握的回路。连接着乘法器输出与电流检测电阻的电阻Rmｏ完成了这个动作,且乘法器的输出脚位也变成了加成的连接点.在正常的操作情况下,IＣ第5支接脚上的电压其平均值应该为0V,但实际上此脚位会有切换频率的涟波电压,此一电压的振幅是以两倍线电压频率的方式变动着。在这个范例电路里，升压型调节器电感上的峰值电流将被限制在5。6A，由于电流检测电阻为0。2５欧姆，因此这个电流所造成的压降为1．4V。由于乘法器的最大输出电流为365uＡ,所以加成电阻Rｍo的电阻值应为3。84K欧姆,本电路最后选用3．９Ｋ欧姆当作此一电阻值。震荡器的频率Isｅt是震荡器的充电电流，它的值将由Ｒseｔ所定义，而震荡器的震荡频率是由计时电容与其充电电流来设定，计时电容的电容值将由下述式子决定：这里的Ct是计时电容的电容值，fｓ是切换频率且单位为Hz.在本范例的转换器里，切换频率为1００ＫHｚ，电阻Ｒｅst为10K欧姆，所以计时电容Ｃt为０.０012５uF.电流误差放大器的补偿电流回路必须补偿到可以稳定地操作，对升压型转换器而言,其掌握命令对输入电流的转移函数在高频时存在着一个极点，此一极点主要是由升压型转换器的电感阻抗与检测电阻Rs所形成的低通滤波器所造成的。这个掌握命令对输入电流的转移函数方程式为：此处的Ｖｒs是输入电流检测电阻两端的跨压，Vcea是电流误差放大器的输出电压。Voｕｔ是直流输出电压，Vs是震荡器三角波的(峰对峰)振幅大小，ｓL是升压型转换器的电感阻抗（亦可表示成jwＬ)，而Rｓ是检测电阻（如果使用比流器的话则这个值将改为Ｒｓ/N）。这个方程式只有在滤波器的共振频段（LＣo)与开关切换频段间的范围才精准，低于共振频率则输出电容将会成为主要的影响因素，且方程式也将转变。电流误差放大器的补偿电路在切换频段四周供应了一个平坦的增益,此一增益加上升压型转换器功率级电路原本具有的单极点下降斜率便构成了适用于整个回路的补偿器.在放大器的响应中,一个低频的零点可供应相当高的增益，而这个增益也让平均电流模式掌握法能够正常的动作。放大器在靠近切换频率时的增益则由电感电流向下的斜率与震荡器所产生的斜率相同时开关关闭的动作来决定.这两个信号都是UＣ385４PWM比较器的输入信号。电感电流的向下斜率其单位为Ａ/S，此一数值在输入电压为0V时产生最大值.换句话说，当输入电压与输出电压间的电压差为最大时，电感电流的斜率会最大.在此刻（Vｉn=０V)，电感上的电流值可由输出电压与电感值间的比值计算而得(Vｏ/L）。此一电流将流过电流检测电阻Rs,并产生一个斜率为ＶoRs/L的电压(如果是使用检测比流器,则这个式子将会变为ＶｏＲｓ／NL）。这个斜率会被乘以位于切换频段中的电流误差放大器的增益,此一数值必须与震荡器的斜率（其单位亦为V/S)相同方代表电流回路的补偿器设计正确。因此若增益太高的话，则电感电流的斜率将会比震荡器斜率还大，而整个回路将会变的不稳定。通常这个不稳定现象会在靠近输入波形突波失真时发生,且当输入电压增加时便消灭。依据前述的方程式，将电流误差放大器的增益与回路的交越频率相乘并将结果设为1便可求解交越频率的值。将此式子重新整理并求解交越频率，其结果如下述的方程式:这里的fci是电流回路的交越频率，而Rｃｚ/Rｃｉ是电流误差放大器的增益。使用这个步骤将可求得电流回路的最佳响应。在这个范例转换器里，其输出为直流400Ｖ且电感值为1.0ｍH，所以可得电感电流的向下斜率为4００mA/ｍS.而电流检测电阻的电阻值为０。２5欧姆,所以电流误差放大器的输入为每微秒１００ｍV。UC３854震荡器三角波其峰对峰值为5．２Ｖ且其切换频率为100KHz,所以此三角波的斜率为０．2５V/uS。也因此电流误差放大器在切换频率下必需要有一个大小为5.2dＢ的增益来使两者间的斜率相同,而这增益大小为5．2dB的放大器，是利用一个电阻值为３.9K欧姆的输入电阻Ｒci与一电阻值为20Ｋ欧姆的反馈电阻Ｒｃz来完成的,所以这个电流回路的交越频率将会是１5。９KHｚ。在电流误差放大的设计中，其零点的位置必须位于或低于交越频率点的位置。当零点位于交越频率点时，相位边界将为45度;若零点是在更低的频率，则相位边界将会更大。一个有４5度相位边界的系统是格外稳定的,系统的超越量将会很低，对组件数值变化的容忍度也相当高。由于零点必须被放在零交越频率点上，所以在此频率时电容的阻抗必须与Ｒcz相同，而其方程式为。在这个范例转换器里，Rcz为20K欧姆且ｆci为1５。９ＫＨz，所以Ccz为500pF。在此选用６２0pF的电容值以提高一些相位边界。在设计电流误差放大器补偿器响应时,一般会在靠近切换频率的位置加入一个极点,此一极点可用来降低对噪声的灵敏度。若极点比切换频率高出一半的频率时,这个极点将不会对整个掌握回路的响应有任何影响。在这个范例转换器里，我们使用6２pＦ电容值的Ｃｃp以在12８KＨz的地方供应一个极点,然而这个值已超过了切换频率,所以可以再选用电容值较大的电容,但这个极点的频率在此状况下是可以被接受的.电压误差放大器的补偿为了使系统稳定,必须对电压掌握回路进行补偿。但由于电压回路的频宽相对于切换频率而言太低，所以对电压回路掌握的主要需求是用来使输入失真达到最小，而不是用来提高系统稳定度.因此回路的频宽必必要够小，才能减小输出电容上线电压频率的二次谐波以降低输入电流的调便量。此外电压误差放大器必须供应足够的相移量以使调变的相位保持在输入线电压的相位,如此方能达致较高的功率因数。输出级电路的基本低频等效模型是一个电流源驱动的电容器,功率级电路与电流反馈回路构成了这个电流源，而电容器指的是输出电容。这样的架构形成了一个积分器的效果,且它的增益特性对超过转折频率以上的频率来说，增益向下衰减的比例固定为２0dＢ。当电压反馈回路以此方式形成闭回路时，即使电压误差放大器的增益值为固定时系统也会稳定.此一方法可用来让电压回路稳定.然而，这个方式在削减二次谐波频段的输出涟波所造成的失真上效果格外的差。在放大器的响应中加入一个极点可有效降低涟波电压的大小，并将它的相位移动９0度。所需谐波量的多寡可用来决定电压误差放大器在线电压频率的二次谐波频段上的增益大小,并用来找出增益为1时的交越频率。最后，这些信息便可用来得出电压误差放大器频率响应的极点位置.设计电压误差放大器的补偿时，第一步是先决定涟波电压在输出电容上的总量。而二次谐波电压的峰值将可由这个式子计算而得:这里的Ｖo(ｐｋ）是输出涟波电压的峰值(峰对峰值将会是这个值的两倍)；fr是涟波电压的频率，也是输入线电压频率的二次谐波频率;Co是输出电容的电容值;而Ｖo是直流输出电压.所以在这个范例转换器中其涟波电压峰值为１。84Ｖ。接下来的步骤便是计算涟波所造成的输入失真总量，此失真量主要与转换器的规格有关.由于本范例转换器指定的ＴHＤ是3%，因此此一成分将占０。7５%的THD，这也意味着电压误差放大器的输出涟波电压将会被限制在1。5％。由于电压误差放大器的有效输出范围(ΔＶvea)是由１.0Ｖ~5。０V，所以电压误差放大器输出的涟波电压峰值将可由式算出。也因此在范例转换器中，电压误差放大器输出端将有一个大小为60ｍV的电压涟波峰值。在二次谐波频段的电压误差放大器增益Gｖa，是上面所提到的两个数值的比例.即等于电压误差放大器输出端所允许的最大涟波电压值除以输出电容上的涟波电压峰值.在这个范例转换器,dB。在下一步设计过程中，选择Ｒvi的准则将无法很明确.由于这个值要足够小才能让放大器的偏压电流不会对输出有太大的影响;但它又必须足够大才能让损耗变小。在这个范例转换器里，Ｒvi选用了51１K欧姆的电阻,而它的能量损耗大约为３0０mW。反馈电容Ｃvｆ决定了涟波频率的二次谐波增益，且被用来决定电压误差放大器在输入线电压频率的二次谐波频段的增益是否适当.它的描述方程式为：在本范例换器里Cvf电容值为0。08uF，若取一个接近的数值0.047uF,则相位边界将会有稍许的改善，失真量则会略微上升。所以本范例转换器采纳此一电容值。而输出电压将由分压电阻Rvｉ与Rｖd所决定，但Rvi的电阻值已经被决定了,所以依所想要的输出电压与直流７。5V的参考电压将可决定Rｖd的电阻值.在这个范例里，10K欧姆的Rvd电阻将可得到直流３90Ｖ的输出电压。若利用一个414K欧姆的电阻与Rvd并联则可让输出电压提升到直流４０0V,但在这个应用里直流３90V是可以接受的。而Ｒvｄ对主动式功率因数较正器的沟通侧将不会有任何作用，它唯一的功能是设定直流输出电压的准位。在电压误差放大器响应里的极点频率可以藉由将回路方程式的增益设定为１dＢ并求解此方程式而得到。电压回路的增益是由误差放大器与升压型转换器功率级的增益相乘所产生,而升压型转换器的增益则与输入功率相关。电路中的乘法器、除法器与平方器这几个项目都可以总结到功率级电路的增益,且如之前所述，这些电路的作用是把电压误差放大器的输出转换成功率掌握的信号。这使我们能够轻易把升压型转换器功率级电路的转移函数用功率的方式表示.其方程式为：这里的Gbst是升压型转换器功率级的增益,其中包含乘法器、除法器与平方电路的增益；Pin是平均输入功率；Ｘｃｏ是输出电容的阻抗；ΔＶｖeａ是电压误差放大器输出电压的范围（在ＵC３８54为4V);Vo为直流输出电压。在极点频率之上的误差放大器频率响应增益是为：这里的Gｖa是电压误差放大器的增益；Xcf是反馈电容的阻抗而Ｒvi是反馈的输入电阻。整个电压回路的增益是Gbst与Gba的乘积，并可以下列方程式得到：要注意的是，这个方程式中的Ｘco与Xｘf等两项都与频率有关.而这个方程式有一个二阶的斜率(每十倍频衰减为—４０ｄＢ）,所以它肯定是一个与频率平方相关的方程式。把Ｇｖ设成1Ｄb，并求解上述方程式可求得单位增益（ｕｎitygaiｎ）下的频率，然后再将式子重新整理便可求解fvi.在运算过程中,Ｘcｏ可用取代,而Xcｆ用取代。最后方程式会变成:对本范例转换器而言,ｆvi=１9。1４Hz。此时Ｒvf的数值便可藉由将其设定等于ｆｖi频率下的Cvf阻抗值而得到。其方程式为:。在这个范例转换器里,算出来的阻抗值为17７K欧姆，所以本处将选用174K欧姆的电阻。前馈电压分压电路的滤波电容输入乘法器的前馈电压二次谐波涟波电压占乘法器输出结果的百分比与沟通侧三次谐波涟波电流的百分比是相同的。在前馈电压分压电路的电容(Cff1与Cｆf2)会衰减来自整流输入电压的涟波电压，这个二次谐波的涟波是沟通输入线电压的66.2％。因此所需要削减的总量，或者称之为滤波器的增益，是分压到这个失真源的三次谐波失真量除以6６．２％，此数值即为分压电路的输入。在这个范例电路里,这个输入量将会造成总谐波失真量的1。5％，所以需要削减的总量为这个所介绍的分压电路建议采纳具有二次滤波效果的电路,其理由是由于此类的电路可供应线电压均方根值变化量较快速的响应，其典型值为六倍快。它的两个极点必须被置放在相同的频率上以供应最大频宽。而这个滤波器的总增益，是两级滤波器增益的乘积，所以每一级滤波器的增益是总增益的平方根值。由于阻抗不一样的关系，所以这两级滤波器不大会相互影响，也因此它们可以分开处理。在这个范例转换器里，每一级滤波器在二次谐波频段的增益为0．0227dＢ与０。1５dB.同样的关系也可用来决定截止频率，此频率主要用来决定电容值。由于这些滤波器的极点只是简洁的的实数极点,所以截止频率会等于每级增益乘以涟波频率，或为ﻫ在这个范例转换器中有一个增益为0．0227ｄB的滤波器与一个增益为0．１5dＢ的前级,而涟波频率为120Ｈz,所以截止频率为截止频率是用来计算滤波电容的电容值,也就是说，在本应用场合下电容的阻抗在截止频率时必须与负载电阻的阻抗相同。下列的方程式可用来计算这两个电容值：在这个范例转换器里，Rff２为91Ｋ欧姆且Ｒｆf３为20K欧姆，所以：所以选择.这就完成了主动式功率因数较正器主要电路的设计。设计步骤的总结这一小节包含着一个针对主动式功率因数较正器的简要且循序渐进的设计步骤总结，此处所采纳的范例转换器与前述提到的转换器相同.1.规格：定义主动式功率因数较正器动作的需求。例子：输出功率（最大):２５0W输入电压范围：AC８０～2７０V线电压频率范围：47~65Ｈｚ输出电压：DＣ400V2。选择切换频率